一种Class-F2压控振荡器
阅读：1034发布：2020-06-15
专利汇可以提供一种Class-F2压控振荡器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种Class-F2压控 振荡器 ，不需要通过设计特殊结构的电感并结合单端电容谐振来实现差分和共模同时达到高阻，而是通过简单的使用工艺库自带的差分电感结合浮地接法的电容得到差分阻抗高阻，通过在电感的 中心抽头 到电源之间 串联 一个 电阻 得到共模高阻，由于无需额外设计电感，降低了设计的复杂度，提高了准确性。，下面是一种Class-F2压控振荡器专利的具体信息内容。
1.一种Class-F2压控振荡器，其特征在于，包括：第一晶体管、第二晶体管、第一电容、第二电容、第一电源开关、第二电源开关、变容管串联串、第一电感、第一电阻以及电源；所述变容管串联串包括两个变容管；
两个所述第一电容串联，形成第一电容串联串；所述第一电源开关设于两个所述第一电容之间；两个所述第二电容串联，形成第二电容串联串；所述第二电源开关设于两个所述第二电容之间；所述变容管串联串、所述第一电容串联串以及所述第二电容串联串并联；
所述第一晶体管的栅极与第二电容串联串的一端、第一电容串联串的一端、所述变容管串联串的一端、所述第一电感的一端以及所述第一晶体管的漏极相连接；所述第一晶体管的源极与所述第二晶体管的源极相连接，且所述第一晶体管的源极以及所述第二晶体管的源极接地；所述第一晶体管的漏极分别与第二电容串联串的另一端、第一电容串联串的另一端、所述变容管串联串的另一端、所述第一电感的另一端以及所述第二晶体管的栅极相连接；
所述第一电感的中心抽头与所述第一电阻的一端相连接；所述第一电阻的另一端与所述电源相连接。
2.根据权利要求1所述的Class-F2压控振荡器，其特征在于，所述第一电源开关具体包括：控制电平、第三晶体管、第二电阻、第三电阻、第四电阻以及反相器；
所述第三晶体管的栅极与所述第四电阻的一端相连接；所述第四电阻的另一端与分别与所述控制电平以及所述反相器的输入端相连接；所述第三晶体管的源极与所述第三电阻的一端相连接；所述第三电阻的另一端分别与所述第二电阻的一端以及所述反相器的输出端相连接；所述第三晶体管的漏极与所述第二电阻的另一端相连接。
3.根据权利要求2所述的Class-F2压控振荡器，其特征在于，所述第一电阻、所述第二电阻、所述第三电阻以及所述第四电阻为千欧级电阻。
4.根据权利要求2所述的Class-F2压控振荡器，其特征在于，所述第一晶体管、所述第二晶体管以及所述第三晶体管为N型金属氧化物半导体晶体管NMOS管。
5.根据权利要求1所述的Class-F2压控振荡器，其特征在于，所述第一电容串联串、所述第二电容串联串以及所述变容管串联串采用浮地接法相连接。
6.根据权利要求1所述的Class-F2压控振荡器，其特征在于，所述第一晶体管与所述第二晶体管为交叉耦合对，形成负阻。
7.根据权利要求1所述的Class-F2压控振荡器，其特征在于，所述第一电容以及所述第二电容为工艺库提供的高于品质因数阈值的金属-氧化物-金属电容MOM电容。
8.根据权利要求1所述的Class-F2压控振荡器，其特征在于，两个所述变容管为工艺库提供的变容管。
一种Class-F2压控振荡器
技术领域
[0001] 本发明涉及Class-F2压控振荡器领域，特别是涉及一种Class-F2压控振荡器。
背景技术
[0002] 随着通信技术日新月异的发展，特别是近几年来汽车雷达、5G通信、物联网等技术的推演，对频率源的性能要求越来越高。压控振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)作为频率源的核心，其性能很大程度决定了频率源的质量，因此高性能的VCO设计面临极大的需求与挑战；为了提高VCO各方面的性能，科研界与工业界在一直攻克各种技术难点，提出了许多的新颖的VCO结构。
[0003] 2013年意大利Pavia大学的Luca Fanori提出一种Class-D结构的VCO，这种结构的VCO结构简单，供电电压很低因此降低了功耗，但是这种结构的在低频段相位噪声性能很差，闪烁噪声拐角频1/f3拐点很高。为了改善这个问题，2015年代尔夫特理工的Mina Shahmohammadi在其基础上提出了一种Class-F2结构的VCO，其原理图如图1所示。其中L1是一种特殊结构的电感，其版图如图2所示，这种结构通过调整差分电感2圈线圈的间距d使差分电感值达到共模电感值的4倍，并将电容Cvar接地形成单端电容，从而使得在宽频带范围内整个谐振腔差模和共模均能形成谐振，其典型的谐振腔频率响应如图3所示。在该方法中，由于相对传统的Class-D结构在共模形成了谐振，从而可以降低1/f3拐点，但是这种结构由于共模电感本身的Q值很低，会导致功耗增大；同时由于需要很好的设计电感，增大了设计难度，并且这种结构与对电源褪耦很敏感，电源引入的寄生效应会降低VCO性能。
[0004] 在上述所提到的传统Class-F2结构的VCO是通过独立设计Class-F2的电感，调整两圈之间的间距d使其差分电感达到共模电感的4倍，再通过与单端接地的电容谐振，同时达到差模和共模形成两个谐振点，但这样会加大设计的复杂度，是电路的鲁棒性降低，原因主要有以下几点：
[0005] 1)工艺厂商都会提供一些差分电感的模型，这些模型是工厂实际建模及测试的，准确度最高；而在Class-F2结构所用的电感是需要通过调整间距d来达到相应的性能。这种设计都是通过其他的仿真软件进行设计，这种设计带来的误差会很大，一旦仿真设计不准，会导致实际加工之后电感的性能与最终设计的会存在误差，会恶化电路的性能，重新去设计电感相对直接使用工艺库本身提供的电感，也会增加设计的复杂度，费时费力。
[0006] 2)Class-F2结构电感由于共模电感值相对差分电感值比较低，而固有的损耗电阻是一定的，因此会导致共模电感的Q值很低；如图3所示可看出，虽然在共模阻抗会形成一个谐振点，然而峰值点很低，因此对改善电路性能力有限。
[0007] 3)Class-F2结构的VCO主要是在共模增加了一个谐振点，并通过设计特殊电感结构实现共模频点谐振。在设计过程中，认为所设计的电感中心抽头是接到了理想的供电电源，然而在实际中会有走线的寄生电感以及金丝的引线电感，这些效应在设计中无法准确地仿真，只能通过添加许多的褪耦电容进行处理，然而一旦电源褪耦处理的不好会使电路的性能恶化许多，因此传统结构的鲁棒性不强。
发明内容
[0008] 本发明的目的是提供一种Class-F2压控振荡器，以解决传统的Class-F2压控振荡器设计复杂度高、准确性低以及整体电路对电源退耦的敏感性高的问题。
[0009] 为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
[0011] 两个所述第一电容串联，形成第一电容串联串；所述第一电源开关设于两个所述第一电容之间；两个所述第二电容串联，形成第二电容串联串；所述第二电源开关设于两个所述第二电容之间；所述变容管串联串、所述第一电容串联串以及所述第二电容串联串并联；
[0012] 所述第一晶体管的栅极与第二电容串联串的一端、第一电容串联串的一端、所述变容管串联串的一端、第一电感的一端以及所述第一晶体管的漏极相连接；所述第一晶体管的源极与所述第二晶体管的源极相连接，且所述第一晶体管的源极以及所述第二晶体管的源极接地；所述第一晶体管的漏极分别与第二电容串联串的另一端、第一电容串联串的另一端、所述变容管串联串的另一端、第一电感的另一端以及所述第二晶体管的栅极相连接；
[0013] 所述第一电感的中心抽头与所述第一电阻的一端相连接；所述第一电阻的另一端与所述电源相连接。
[0014] 可选的，所述第一电源开关具体包括：控制电平、第三晶体管、第二电阻、第三电阻、第四电阻以及反相器；
[0015] 所述第三晶体管的栅极与所述第四电阻的一端相连接；所述第四电阻的另一端与分别与所述控制电平以及所述反相器的输入端相连接；所述第三晶体管的源极与所述第三电阻的一端相连接；所述第三电阻的另一端分别与所述第二电阻的一端以及所述反相器的输出端相连接；所述第三晶体管的漏极与所述第二电阻的另一端相连接。
[0016] 可选的，所述第一电阻、所述第二电阻、所述第三电阻以及所述第四电阻为千欧级电阻。
[0018] 可选的，所述第一电容串联串、所述第二电容串联串以及所述变容管串联串采用浮地接法相连接。
[0019] 可选的，所述第一晶体管与所述第二晶体管为交叉耦合对，形成负阻。
[0020] 可选的，所述第一电容以及所述第二电容为工艺库提供的高于品质因数阈值的金属-氧化物-金属电容MOM电容。
[0021] 可选的，两个所述变容管为工艺库提供的变容管。
[0022] 根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明提供了一种Class-F2压控振荡器，并未和传统的Class-F2压控振荡器一样通过设计特殊结构的电感并结合单端电容谐振来实现差分和共模同时达到高阻，而是通过简单的使用工艺库自带的差分电感结合浮地接法的电容得到差分阻抗高阻，通过在电感的中心抽头到电源之间串联一个电阻得到共模高阻；因为无需额外设计电感，降低了设计的复杂度，提高了准确性。
[0023] 此外，在本发明提出的Class-F2压控振荡器中，由于串联了一个额外第一电阻，导致了等效寄生电感的品质因数Q值变的很低，寄生电感的引入不会对共摸阻抗产生很大影响，因此减小了整体电路对电源退耦的敏感性。附图说明
[0024] 为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0025] 图1为本发明所提供的传统的Class-F2压控振荡器原理图；
[0026] 图2为本发明所提供的传统的Class-F2压控振荡器的电感版图；
[0027] 图3为本发明所提供的传统的Class-F2压控振荡器的谐振腔频率响应曲线图；
[0028] 图4为本发明所提供的Class-F2压控振荡器电路图；
[0029] 图5为本发明所提供的第一电源开关或第二电源开关的电路原理图；
[0030] 图6为本发明所提供的Class-F2压控振荡器的谐振腔频率响应曲线图；
[0031] 图7在本发明所提供的电源褪耦不良好存在寄生电感的情况下的等效电路图。
具体实施方式
[0032] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0033] 本发明的目的是提供一种Class-F2压控振荡器，能够降低Class-F2压控振荡器电路设计复杂度、提高准确性以及降低整体电路对电源退耦的敏感性。
[0034] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
[0035] 图4为本发明所提供的Class-F2压控振荡器电路图，如图4所示，一种Class-F2压控振荡器，包括：第一晶体管M1、第二晶体管M2、第一电容C1、第二电容C2、第一电源开关SW1、第二电源开关SW2、变容管串联串、第一电感L1、第一电阻R1以及电源VDD；所述变容管串联串包括两个变容管Cvar；两个所述第一电容C1串联，形成第一电容串联串；所述第一电源开关SW1设于两个所述第一电容C1之间；两个所述第二电容C2串联，形成第二电容串联串；所述第二电源开关SW2设于两个所述第二电容C2之间；所述变容管串联串、所述第一电容串联串以及所述第二电容串联串并联；所述第一晶体管M1的栅极与第二电容串联串的一端、第一电容串联串的一端、所述变容管串联串的一端、第一电感L1的一端以及所述第一晶体管M1的漏极相连接；所述第一晶体管M1的源极与所述第二晶体管M2的源极相连接，且所述第一晶体管M1的源极以及所述第二晶体管M2的源极接地；所述第一晶体管M1的漏极分别与第二电容串联串的另一端、第一电容串联串的另一端、所述变容管串联串的另一端、第一电感L1的另一端以及所述第二晶体管M2的栅极相连接；所述第一电感L1的中心抽头与所述第一电阻R1的一端相连接；所述第一电阻R1的另一端与所述电源VDD相连接。
[0036] 所述第一电源开关SW1具体包括：控制电平、第三晶体管、第二电阻、第三电阻、第四电阻以及反相器；所述第三晶体管的栅极与所述第四电阻的一端相连接；所述第四电阻的另一端与分别与所述控制电平以及所述反相器的输入端相连接；所述第三晶体管的源极与所述第三电阻的一端相连接；所述第三电阻的另一端分别与所述第二电阻的一端以及所述反相器的输出端相连接；所述第三晶体管的漏极与所述第二电阻的另一端相连接。
[0037] 所述第二电源开关SW2与所述第一电源开关SW1的电路相同。
[0038] 开关SW1和SW2的电路原理图如图5所示，Vcont为控制电平，Inv为反相器，R2、R3、R4为千欧级电阻，以在交流形成高阻，隔断交流信号，只通过直流信号，M1为尺寸比较大的NMOS管，用来减小导通电阻。
[0039] 开关的工作原理如下：
[0040] 当Vcont为高电平时，反相器的输出为低电平，NMOS管的漏源极为也为低电平。因此栅源、栅漏之间的电压大于NMOS管的阈值电压，NMOS管导通工作在线性区，等效为一个小电阻，交流信号可以通过。
[0041] 当Vcont为低电平时，反相器的输出为高电平，NMOS管的漏源极为也为高电平。因此栅源、栅漏之间的电压为负压，小于NMOS管的阈值电压，NMOS管导通工作在截止区，等效为一个大电阻，阻断了交流信号的通过。
[0042] 传统的Class-F2结构的电感是需要独立设计的，在本发明中电感L1采用工艺厂商提供的电感模型，这类电感会经过工厂实际仿真测试，其准确性更高，并且Q值也会很高，可以改善VCO的相位噪声性能。Cvar、C1、C2为电容，其接成浮地的结构。这些电容与电感L1形成并联谐振，达到选频的目的。在电容选用的时候，我们选用C1、C2为工艺库提供的高Q值金属-氧化物-金属(metal oxide metal，MOM)电容，Cvar为工艺库提供的变容管。SW1和SW2为开关，通过切换这两个开关的通断，可以实现C1、C2是否接入到并联谐振腔当中，因此切换这两个开关可以改变谐振腔的谐振频点，即拓宽了工作带宽。加入变容管Cvar使得VCO连续调谐，因此最终通过开关的切换，变容管的连续调谐可以使得整个VCO在很宽的范围内实现多频带连续调谐。M1和M2是NMOS管，两个N型金属-氧化物-半导体晶体管(N-Metal-Oxide-Semiconductor，NMOS)连接成交叉耦合的结构，这种连接方式可以在两个漏极之间的到一个等效的负阻抗，这一负阻抗抵消了并联谐振腔的损耗电阻。电阻R1为本结构的最大的创新点，电阻R1串联在供电电源VDD和电感L1的中心抽头之间其主要在两方面对性能有很大的改善：
[0043] 对于差分信号，电感L1的中心抽头是一个虚地点，因此不会有差分信号流过电阻R1，整个谐振腔的差分阻抗由电感L1和总的电容决定。对于共模信号，由于电容Cvar、C1、C2是浮地接法，因此不会有共模信号通过这些电容。
[0044] 共模阻抗由电感L1的共模阻抗和电阻R1串联决定，因为工艺厂商提供的差分电感本身共模阻抗很低，因此主要由电阻R1决定了共模阻抗，因此只有适当选取R1就可以在很宽范围内得到比较大的共模阻抗值；图6为本发明所提供的Class-F2压控振荡器的谐振腔频率响应曲线图，如图6所示，可见共模阻抗在很宽的频段内都有一个很大的阻抗值，相比传统结构中只在二倍频频点有个低Q值谐振腔，新结构对改善VCO的1/f3拐点会有很明显效果。
[0045] (2)传统结构另外一个缺陷是对电源褪耦很敏感，在本发明中考虑到电源褪耦不良好存在寄生电感的情况下的等效电路，图7在本发明所提供的电源褪耦不良好存在寄生电感的情况下的等效电路图，如图7所示，其中Ctotal为总的电容，Lp为等效的寄生电感，在传统结构中这一电感是直接串联供电电源VDD和电感中心抽头上的，这一电感会影响共模阻抗的谐振频点和谐振阻抗值。而在本发明提出的结构中，由于串联了一个额外电阻R1，导致了等效寄生电感Lp的Q值变的很低，寄生电感的引入不会对共摸阻抗产生很大影响，因此减小了整体电路对电源退耦的敏感性。
[0046] 本发明通过简单的使用工艺库自带的差分电感结合浮地接法的电容得到差分阻抗高阻，通过在电感的中心抽头到电源之间串联一个电阻得到共模高阻；由于无需额外设计电感，从而降低了设计的复杂度，提高了准确性。
[0047] 串联的电阻可以在很宽的频率范围内是高阻，因此提高了带宽，解决了传统结构由于Q值低带来的共模阻抗不高，且范围不宽的矛盾。
[0048] 传统结构的Class-F2结构的VCO依赖于特殊结构的电感设计来实现差模和共模是高阻，这种结构需要很谨慎的设计，不仅设计难度加大、准确性不高，且对电源退耦极其的敏感。而在本发明中，只需使用工艺厂商提供的模型精确的差分电感、电阻就可以实现目的，增加了设计的简洁性，提高了仿真设计的准确性，电阻的引入降低了寄生电感的Q值，这样整个电路对电源敏感性降低，鲁棒性得到了提高。
[0050] 本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
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