技术领域
[0001] 本
发明属于电
磁场与
微波技术领域，具体指代一种具有角度稳定性的超宽通带频率选择表面及其设计方法。
背景技术
[0002] 频率选择表面(FSS)是由
电介质层上特定规律排列的金属贴片组成的周期性结构。当入射
电磁波频率在频率选择表面单元的谐振频率上时，FSS呈现出全反射(贴片型)或全透射(孔径型)，其他频率的电磁波可透过FSS(贴片型)或被全反射(孔径型)，因此FSS本质上是一种特殊的空间
滤波器，可有效的控制电磁波的传输特性。将FSS技术应用于天线罩上，就可以使天线罩获得频率选择的功能，进行频率选择性透波。在设计频段内天线罩保持正常的透波；而设计频段外，天线罩相当于一个金属罩，将电磁波屏蔽。其作用在于使
飞行器天线舱在设计频段内、外表现出不同的RCS特性。
[0003] 随着多功能航空
电子系统的飞速发展，航空飞行器的集成射频模
块通常包含多个具有不同工作频率的天线，这些天线的工作频段各不相同且通常
覆盖了C-X波段。因此，对具有超宽带集成射频模块的航空飞行器的隐形设计的需求正在上升。由于频率选择表面具有控制入射电磁波的传输和反射特性的能
力，目前已经被广泛地应用于隐形天线罩，滤波器和偏振器等应用中。进而超宽带的频率选择表面在针对飞行器上的射频综合系统的隐形设计中发挥了重要作用。在许多情况下，机载雷达罩的入射角度范围达到50°甚至60°(例如机头雷达罩)，因此超宽带的频率选择表面在大角度入射的情况下提供稳定的透射/反射特性是至关重要的。
[0004] 期刊《电讯技术》2012，52(3):371-374，李育青，裴志斌，屈绍波等人提出的“具有宽频特性带通频率选择表面的设计”；期刊论文中的仿真表明，该频选的3个极点分别为6.44GHz、8.80GHz和10.97GHz。3个极点耦合形成一个中心插损很小的平顶宽通带，中心插损最大仅为0.45dB，3dB工作带宽此时为5.40—11.47GHz，绝对带宽为6.07GHz，相对带宽达到72％。而在通带外，S2l能迅速地下降到-20dB以下并一直保持，频选结构具有良好的边带选择和带外抑制特性。但该技术方案客观存在一个问题，即其工作角度只能达到45°，再更宽角度入射时，其频响特性会受到较大影响。从飞行器隐身的角度来说，大角度入射是一种非常常见的情况，如果设计的频率选择表面在大角度时无法稳定工作，往往不能实际应用。
[0005] 期刊文献：ZhouH,QuS B,WangJ F,et al.Ultra-wideband frequency selective surface[J].Electronics Letters,2012,48(1):11-13，其目的为设计一种新型超宽通带的频率选择表面结构，为超宽带
电磁场合的滤波透波需求提供结构方案。文献中提供的单元尺寸6mm*6mm，结构
单层厚度1mm，总体厚度约2mm。-3dB带宽从5.85GHz到18.45GHz，相对带宽达到105％，属于超宽通带频选。但该技术方案仍旧存在大角度入射情况下性能不稳定的问题，虽然层数只有三层，但工作角度范围仍在0-45°，应用范围大大受到影响。
发明内容
[0006] 针对于上述
现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种提高角度稳定性的超宽通带频率选择表面及其设计方法，以解决现有技术中频率选择表面无法于飞行器隐身得到很好地应用的问题，本发明保证了频选结构具有超宽通带特性的同时，可以自由地和绝大部分厚度的蒙皮、
外壳、
保护罩等结构进行结合，从而发挥其独特的电性能。
[0007] 为达到上述目的，本发明的一种提高角度稳定性的超宽通带频率选择表面，由五层构成，分别为：第一金属贴
片层、第一中间介质层、第二金属贴片层、第二中间介质层、第三金属贴片层，五层依序压合在一起，其中，该第一金属贴片层和第三金属贴片层结构完全相同，其单元为一个长宽相同的矩形，单元中心为一个小于单元尺寸，且长宽相同的矩形贴片，矩形贴片的周围均匀分布着四分之一十字形小贴片与单元的四个角相连，在平面周期延拓后，呈现交错间隔着十字形贴片的方形贴片阵列；该第二金属贴片层，其单元为大小与上述第一金属贴片层相同的矩形，中心为十字形金属线，在单元的各边中点
位置均有矩形金属贴片与十字形金属线相连接，在平面周期延拓后，呈现在交点之间中点处有方形贴片的网格状阵列。
[0008] 优选地，所述的第一中间介质层及第二中间介质层采用高频微波
电路板。
[0009] 本发明的一种提高角度稳定性的超宽通带频率选择表面的设计方法，包括步骤如下：
[0010] 1)根据所需频率选择表面的带宽和阶数要求，选择合适的微波滤波器，并给出等效电路；
[0011] 2)遵循阻抗匹配原理，将微波滤波器的等效电路做近似变换至匹配频选设计的形式，并得出频选的基本结构；
[0012] 3)通过分布参数电元件和集总参数电元件的转化公式以及平行电路谐振频率公式，推导出上述设计频选的基本结构中的参数范围；
[0013] 4)利用频选中的金属贴片、介质层结构实现上述步骤2)的等效电路中电容、电感和传输线的电性能，确定频选基本结构；
[0014] 5)选择与贴片阵列形状互补的电感贴片，加载于上述步骤4)中的频选基本结构中；
[0015] 6)选择加工材料，采用覆
铜箔
层压板技术生产所设计的频率选择表面成品。
[0016] 优选地，上述步骤1)中的微波滤波器的工作带宽与相应频选结构的工作带宽应同属一个量级，超宽带频选结构应选择超宽带滤波器作为参考，该微波滤波器的频率响应曲线阶数决定频率选择表面的结构厚度即剖面，微波滤波器的阶数越高，频率选择表面的剖面越高。
[0017] 优选地，上述步骤1)中微波滤波器的等效电路为二阶并联电容电感组合
谐振电路，
电阻Z1和电阻Z2分别为等效电路中二端口网络的输入和输出阻抗；电感L1和电容C1’、电感L2和电容C2’两组电感-电容并联谐振回路提供了二阶的谐振特性；
串联电感LZ12提供了两个谐振回路间的匹配和带宽的调节功能。
[0018] 优选地，上述步骤2)中，首先，二端口网络的输入和输出阻抗用自由空间的自由阻抗Z0＝377Ω带入，其次，根据传输线理论，将原有的T型网络L1-LZ12-L2变换π型网络L1’-L12-L2’；将短传输线的等效电路看作一个串联的电容-电感组件，将π型网路中的电感L1’和L2’分别与原有的C1’和C2’组合并用短传输线Z12代替，同时修正网络中余下的电容元器件值为C1和C2以匹配用短传输线代替后电路的总体阻抗；将等效电路对应到频选中，Z0使用自由空间的自由阻抗代替，电容C使用一个矩形金属贴片实现其电容特性，传输线Z12使用一层介质层实现其阻抗特性，电感L使用一层网格状金属贴片实现其电感特性；得到第一、第三金属贴片层为矩形贴片，第二金属贴片层为网格贴片，三层金属贴片层之间两两间隔着有一定厚度的介质层。
[0019] 优选地，上述步骤3)电路中电元器件的值通过以下公式对应到频率选择表面结构中得到贴片及介质层的具体参数范围：
[0020]
[0021]
[0022] 其中，C为最终等效电路的电容值，L为最终等效电路的电感值，ε0≈8.85*10^(-12)、μ0≈1.26*10^(-6)及π≈3.14为恒定常数，εr为选用的特定介质层的
介电常数，p为频率选择表面的单元周期尺寸，s为第一金属贴片层和第三金属贴片层中央金属贴片与单元边缘的距离，w为第二金属贴片层单元中央十字形金属线宽度；s和w代表的为单元结构周期性延拓后的整体尺寸，不单独出现在单元的参数中；由公式(1)(2)可知，增大单元周期尺寸p、减小金属贴片间隔宽度s或金属栅格线宽w，提高C和L的值，从而调节频选的频响特性；根据平行电路谐振频率 得到，谐振频率正比于单元周期尺寸p，反比于金属贴片间隔宽度s、金属栅格线宽w。
[0023] 优选地，上述步骤4)利用
导电性极佳的特定形状的金属贴片，以分布式电容的结构实现集总式电容C1、C2在电路中的性能；同理，利用同样材质的金属以栅格的结构实现电感L12的特性；依靠具有合适介电常数和损耗角正切的特定品种微波介质板代替短传输线，得到一个电容性金属贴片层-阻抗匹配介质层-电感性金属贴片层-阻抗匹配介质层-电容性金属贴片层的频率选择表面结构。
[0024] 优选地，上述步骤5)中加载的电感贴片的形状，与步骤4)中原有贴片的形状呈互补关系，但大小被缩小至不影响原有贴片的整体电性能的量级；对应正方形贴片，根据互补形状的要求，电感贴片应为十字形；对应网格状贴片，根据互补形状要求，电感贴片应为正方形。
[0025] 优选地，上述步骤6)中频率选择表面的加工样件至少包含3*3个单元阵子，三层金属贴片均选用导电性能极佳的金属，贴片厚度控制在35um-70um内，中间介质层需要满足设计时推导出的相对介电常数要求，同时保证损耗角正切低，加工时介质板和金属贴片层需要紧密连接，采用
覆铜箔层压板技术压合。
[0026] 本发明的有益效果：
[0027] 本发明在保证了频选结构具有超宽通带特性的同时，通过加载电感贴片的方法，有效减少了在大角度入射情况下出现的谐振频点和工作带宽的偏移，适用于大角度入射下的隐身设计。同时，本发明提出的频选结构剖面较低，可以自由地和绝大部分厚度的蒙皮、外壳、保护罩等结构进行结合，从而发挥其独特的电性能。在飞行器隐身、电磁兼容、
辐射屏蔽等领域有很高实用价值。
附图说明
[0028] 图1为频率选择表面完整结构俯视图。
[0029] 图2为频率选择表面完整结构侧视图。
[0030] 图3为频率选择表面第一、第三金属贴片层单元结构俯视图。
[0031] 图4为频率选择表面第一、第三金属贴片层单元结构平面周期延拓后俯视图。
[0032] 图5为频率选择表面第二金属贴片层单元结构俯视图。
[0033] 图6为频率选择表面第二金属贴片层单元结构平面周期延拓后俯视图。
[0034] 图7为
实施例中的微波滤波器的等效电路图。
[0035] 图8为实施例中近似变换后适合频率选择表面设计的等效电路图。
[0036] 图9a为频率选择表面的金属贴片在
水平极化下第一谐振频点处表面
电流分布。
[0037] 图9b为频率选择表面的金属贴片在水平极化下第二谐振频点处表面电流分布。
[0038] 图10a为频率选择表面的金属贴片在垂直极化下第一谐振频点处表面电流分布。
[0039] 图10b为频率选择表面的金属贴片在垂直极化下第二谐振频点处表面电流分布。
[0040] 图11为频选加载电感贴片与未加载电感贴片时垂直入射和60度入射时的反射曲线对比图。
[0041] 图12为频选加载电感贴片与未加载电感贴片时各个角度入射时的谐振频点偏移量的百分比图。
[0042] 图13为频率选择表面在不同入射条件下的反射曲线及传输曲线图。
具体实施方式
[0043] 为了便于本领域技术人员的理解，下面结合实施例与附图对本发明作进一步的说明，实施方式提及的内容并非对本发明的限定。
[0044] 参照图1至6所示，本发明的一种提高角度稳定性的超宽通带频率选择表面，由五层构成，分别为：第一金属贴片层1、第一中间介质层4、第二金属贴片层2、第二中间介质层5、第三金属贴片层3，五层依序压合在一起，其中，该第一金属贴片层1和第三金属贴片层3结构完全相同，其单元为一个长宽相同的矩形，单元中心为一个小于单元尺寸，且长宽相同的矩形贴片，矩形贴片的周围均匀分布着四分之一十字形小贴片与单元的四个角相连，在平面周期延拓后，呈现交错间隔着十字形贴片的方形贴片阵列；该第二金属贴片层2，其单元为大小与上述第一金属贴片层相同的矩形，中心为十字形金属线，在单元的各边中点位置均有矩形金属贴片与十字形金属线相连接，在平面周期延拓后呈现在交点之间中点处有方形贴片的网格状阵列。
[0045] 其中，所述的第一中间介质层及第二中间介质层采用高频微波
电路板，可选择Rogers系列高频微波电路板。需要注意，频率选择表面实际加工时一般选择n*n(n为正整数且大于等于3)个单元组成完整结构以体现其周期特性，
中间层的高频电路板大小始终匹配上下层结构大小，即为(n*p)毫米*(n*p)毫米，其中p为频率选择表面单元周期。
[0046] 参照图7、图8所示，本发明的一种提高角度稳定性的超宽通带频率选择表面的设计方法，包括步骤如下：
[0047] 1)根据所需频率选择表面的带宽和阶数要求，选择合适的微波滤波器，并给出等效电路；
[0048] 上述步骤1)中的微波滤波器的工作带宽与相应频选结构的工作带宽应同属一个量级，例如超宽带频选结构应选择超宽带滤波器作为参考。该微波滤波器的频率响应曲线阶数决定频率选择表面的结构厚度即剖面，微波滤波器的阶数越高，频率选择表面的剖面越高。一般的选用二阶谐振即可满足宽带乃至超宽带的需求，滤波器的等效电路可根据电路分析基本理论得出，此电路只是用于说明微波滤波器的工作原理，故对这些电元器件的数值不必定量，只需定性描述。
[0049] 本实施例中的滤波器的等效电路如附图7，可见此微波滤波器的等效电路为二阶并联电容电感组合谐振电路，电阻Z1和电阻Z2分别为等效电路中二端口网络的输入和输出阻抗；电感L1和电容C1’、电感L2和电容C2’两组电感-电容并联谐振回路提供了二阶的谐振特性。串联电感LZ12提供了两个谐振回路间的匹配和带宽的调节功能。
[0050] 2)遵循阻抗匹配原理，将微波滤波器的等效电路做近似变换至匹配频选设计的形式，并得出频选的基本结构；
[0051] 将等效电路对应到频选中，Z0使用自由空间的自由阻抗代替，电容C使用一个矩形金属贴片实现其电容特性，传输线Z12使用一层介质层实现其阻抗特性，电感L使用一层网格状金属贴片实现其电感特性；得到第一、第三金属贴片层为矩形贴片，第二金属贴片层为网格贴片，三层金属层之间两两间隔着有一定厚度的介质层。
[0052] 首先，二端口网络的输入和输出阻抗用自由空间的自由阻抗Z0＝377Ω带入，其次，根据传输线理论，将原有的T型网络L1-LZ12-L2变换π型网络L1’-L12-L2’；将短传输线的等效电路看作一个串联的电容-电感组件，将π型网路中的电感L1’和L2’分别与原有的C1’和C2’组合并用短传输线Z12代替，同时修正网络中余下的电容元器件值为C1和C2以匹配用短传输线代替后电路的总体阻抗；将等效电路对应到频选中，Z0使用自由空间的自由阻抗代替，电容C使用一个矩形金属贴片实现其电容特性，传输线Z12使用一层介质层实现其阻抗特性，电感L使用一层网格状金属贴片实现其电感特性；得到第一、第三金属贴片层为矩形贴片，第二金属贴片层为网格贴片，三层金属贴片层之间两两间隔着有一定厚度的介质层。
[0053] 3)通过分布参数电元件和集总参数电元件的转化公式以及平行电路谐振频率公式，推导出上述设计频选的基本结构中的参数范围；
[0054] 电路中电元器件的值通过以下公式对应到频率选择表面结构中得到贴片及介质层的具体参数范围：
[0055]
[0056]
[0057] 其中，C为最终等效电路的电容值，L为最终等效电路的电感值，ε0≈8.85*10^(-12)、μ0≈1.26*10^(-6)及π≈3.14为恒定常数，εr为选用的特定介质层的介电常数，p为频率选择表面的单元周期尺寸，s为第一金属贴片层和第三金属贴片层中央金属贴片与单元边缘的距离，w为第二金属贴片层单元中央十字形金属线宽度；s和w代表的为单元结构周期性延拓后的整体尺寸，不单独出现在单元的参数中；由公式(1)(2)可知，增大单元周期尺寸p、减小金属贴片间隔宽度s或金属栅格线宽w，提高C和L的值，从而调节频选的频响特性；根据平行电路谐振频率 得到，谐振频率正比于单元周期尺寸p，反比于金属贴片间隔宽度s、金属栅格线宽w。
[0058] 需要注意的是虽然代表频选结构厚度的参数h没有出现在公式推导中，但h的值决定频选三层金属贴片层之间的空间耦合强度，由于本实施例中的设计是二阶谐振结构，h的范围控制在1.5-2.5mm之间，具有较低的剖面厚度。
[0059] 滤波器转化后的等效电路中电元件的参数为C＝6.34*10^(-13)F，L＝1.43*10^(-8)H。首先考察设计期望通带最低频点(3.5GHz)的需求，由fl＝c/λl可知该频点处的
波长为
85.7mm，实施例中的p取值在0.09λ0左右(控制在7.8mm-8.2mm之间)，与传统频选的半波长结构相比，具有小型化特征。然后，将p的取值带入公式(1)(2)，得参数s的取值在2.27mm-
2.37mm之间，参数w的值在0.15-0.25mm之间，这两个参数在设计结构时不直接出现，但将决定具体参数的取值。例如本实施例中，参数s的值约等于(p-c1-(a1+b1)/2)/2，参数w的值约等于(c2*(p-a2)/p+2b2*a2/p)。最后，根据实际频选结构上下层金属贴片的耦合情况，调整优化参数h的值在1.90mm-2.10mm之间。
[0060] 4)利用频选中的金属贴片、介质层结构实现上述步骤2)的等效电路中电容、电感和传输线的电性能，确定频选基本结构；
[0061] 利用导电性极佳的特定形状的金属贴片，以分布式电容的结构实现集总式电容C1、C2在电路中的性能；同理，利用同样材质的金属以栅格的结构实现电感L12的特性；依靠具有合适介电常数和损耗角正切的特定品种微波介质板代替短传输线，得到一个电容性金属贴片层-阻抗匹配介质层-电感性金属贴片层-阻抗匹配介质层-电容性金属贴片层的频率选择表面结构。分布式电容电感的形状和排列方式直接影响频选在自由空间工作时的效果和稳定性，经过甄选图形并进行参数优化后可得出性能良好的设计。
[0062] 本实施例中提出的提高角度稳定性的超宽通带频率选择表面的具体参数如表1所示，具体参数εr、p和h的值参考步骤3)中的推导结果，εr决定介质层的材料选取，p决定频率选择表面单元的尺寸,h决定频率选择表面的整体厚度；而s和w的取值范围指导两层金属贴片中所有具体参数(a1-a2，b1-b2，c1-c2)的取值。设计的形状并不唯一，本实施例的结构是完成参数优化后的结果。图1为频率选择表面单元周期延拓后得到的完整结构的俯视示意图，直观体现其结构的周期特性，此处选用9个单元组成的阵列结构，具体单元数量可视场合需要决定。表1如下：
[0063] 表1
[0064]参数名 a1 b1 c1 p
参数值 2.56mm 1.54mm 5.68mm 8.00mm
参数名 a2 b2 c2 h
参数值 1.20mm 0.60mm 0.20mm 2.00mm
[0065] 5)选择与贴片阵列形状互补的电感贴片，加载于上述步骤4)中的频选基本结构中；
[0066] 加载的电感贴片的形状，与步骤4)中原有贴片的形状呈互补关系，但大小被缩小至不影响原有贴片的整体电性能的量级；对应正方形贴片，根据互补形状的要求，电感贴片应为十字形；对应网格状贴片，根据互补形状要求，电感贴片应为正方形。注意这种互补不是完全意义上的互补，只是对设计起到指导作用。
[0067] 在图4和图6中标注出的电感贴片的形状参数经过优化，在确保尽可能小地改变原有贴片电性能的前提下，尽可能多地增加其耦合能力，稳定频选在大角度入射时的频响特性。图9a、9b和图10a、10b是频选单元的金属贴片在两个谐振点处的表面电流分布，其谐振模式用代表电流的箭头标示。研究表明，电感贴片的大小越大，产生表面电流的幅度越大，增强频选整体的耦合强度越高，但当电感贴片过大时，将会与原有贴片发生谐振，将影响其电感/电容特性，故其参数需要进行优化尝试，确保在工作频带内不与原有贴片发生谐振。图11为加载电感贴片与未加载电感贴片时垂直入射和60度入射时的反射曲线对比图，从图中可以看出，通过加载电感贴片，频选整体的谐振频率下降了200-300MHz，故在相同的谐振频点下，加载电感贴片的频选可以具有更小的尺寸，即更高的小型化程度。除了减小单元尺寸，电感贴片还减少了大角度入射导致的谐振频点的偏移。如图11所示，加载电感贴片和未加载电感贴片的两种频选都具有两个谐振频点，且两个谐振频点都或多或少发生了偏移，但明显地，加载电感贴片的频选的谐振频点在入射角为60度时相比于未加载电感贴片的频选有着更少的偏移量。为了更直观地体现电感贴片的效果，图12提供了加载电感贴片与未加载电感贴片时各个角度入射时的谐振频点偏移量的百分比，其中Δa1和Δb1代表两者在各自的第一谐振点(即f1和f1’处)的偏移量，而Δa2和Δb2代表两者在各自的第一谐振点(即f2和f2’处)的偏移量，这些偏移量都除以了在垂直入射时的谐振频率以得到相对的偏移百分比。曲线表明，无论在第一谐振点还是第二谐振点处，通过加载电感贴片，谐振频点的漂移都有明显的下降，最明显的偏移减少量接近25％。
[0068] 6)选择加工材料，采用覆铜箔层压板技术生产所设计的频率选择表面成品。
[0069] 上述步骤5)中频率选择表面的加工样件至少包含3*3个单元阵子，三层金属贴片均选用导电性能极佳的金属，最佳材料为
银(
电阻率为15.86ρ/nΩ·m)，一般选用铜(电阻率为16.78ρ/nΩ·m)即可有较好的效果，贴片厚度控制在35um-70um内，对结构电性能无明显影响，贴片的图案形状使用印刷电路板国家规范(QJ3103-99)标准工艺蚀刻制成。中间介质层需要满足设计时推导出的相对介电常数要求，同时保证损耗角正切尽可能较低，一般选用Rogers的高频微波电路板，本发明中提出的结构选用Rogers-RT5880材料(相对介电常数为2.2，相对磁导率为1.0，损耗角正切为0.0009)，效果良好。加工时介质板和金属贴片层需要紧密连接，使用印刷电路板国家规范(GB4722-84)中的采用覆铜箔层压板标准技术压合。
[0070] 由上图1可见，频率选择表面整体具有完全
旋转对称特性，这个特性赋予其一定的极化稳定性。同时由于电容性周期表面(C)-电感性周期表面(L)-电容性周期表面(C)三层耦合结构超宽通带频率选择表面的三层金属贴片均为非谐振结构，其单元尺寸远远小于普通频率选择表面单元需要的二分之一波长。由于具有小型化特性，以3*3个单元为例，整体结构大小仅为2.4cm*2.4cm，可见其最小工作尺寸足以满足大多数场合的需求。
[0071] 借助CST STUDIO SUITE 2016
软件进行仿真，图13中可见该频率选择表面结构为二阶谐振结构，且谐振频点附近反射曲线较为平滑，对应等效电路中的Q值较低，即3dB通带从3.49GHz覆盖至12.13GHz，带宽为8.64GHz，对于中心频点7.81Ghz的相对带宽达到110％，完全覆盖了雷达常用的C-X波段，远超出现有技术中超宽带频率选择表面的相对带宽。同时，该频率选择表面在大角度入射时，表现出极佳的稳定性。如图13所示，在水平极化下，以60度角度斜入射时，3dB带宽仍维持8.06GHz，相对带宽为94％。在垂直极化下，以60度角度斜入射时，3dB带宽达到10.25GHz，相对带宽为125％，可见在大角度斜入射的情况下，频率选择表面仍能保证涵盖C-X波段，具有极佳的角度稳定性。
[0072] 本发明具体应用途径很多，以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。
