近年来，已知有以非接触方式向载置于载置部的受电装置传输电力、从而对受电装置进行充电的非接触电力传输电路。该非接触电力传输电路具有：包含向受电装置传输电力的电力传输用线圈以及与该电力传输用线圈谐振的谐振线圈的谐振电路；使该谐振电路谐振的开关元件；以及驱动该开关元件的驱动电路(例如专利文献1(日本专利公报特许第3416863号)、专利文献2(日本专利公报特许第3363341号))。
在上述的非接触电力传输电路中，存在以下问题：受电装置未载置于载置部的情况与受电装置载置于载置部的情况相比，电力传输用线圈的感应系数(inductance)变小，因此流入电力传输线圈的电流增大，结果待机功耗增大。
但是，专利文献1以使谐振电路稳定振荡为目的，此外，专利文献2以电路的小型化为目的，这些专利文献都没有以降低待机功耗为目的。
对此，在专利文献3(日本专利公开公报特开2008-236916号)中公开了一种非接触电力传输装置，该非接触电力传输装置具有包含初级线圈的送电装置和包含次级线圈的受电装置，在供电装置开始向初级线圈供电之后，检测初级线圈的自感系数的变化，当该变化的检测值为指定值以下时，停止供电装置的供电，当检测值为指定值以上时，继续供电装置的供电。
此外，在专利文献4(日本专利公开公报特开2000-166129号)中，公开了以下技术：检测从商用电源经整流电路输入至电磁变压器的输入电流，当该输入电流为设定值以下时，通过控制单元使开关单元间歇地动作，从而抑制非充电时的充电器侧的电力消耗，由此可降低待机功耗。
然而，在专利文献3中，虽然由初级线圈和电容(capacitor)构成了串联谐振电路，但是该串联谐振电路不是通过开关元件的接通和断开动作而谐振，因此与本发明申请的振荡原理完全不同。
此外，在专利文献4中，虽然初级侧供电用线圈上连接有开关元件，但是该开关元件没有使初级侧供电用线圈振荡，因此与本发明申请的振荡原理完全不同。此外，在专利文献4中，虽然通过检测从商用电源经整流电路输入至电磁变压器的输入电流，来进行充电和非充电检测，但是由于输入电流受到商用电源的影响而不稳定，所以存在无法高精度地进行充电和非充电检测的问题。

本发明的目的在于提供一种能够降低待机功耗的非接触电力传输电路。
本发明所涉及的非接触电力传输电路，以非接触方式向载置于载置部的受电装置传输电力，包括：谐振电路，包含向所述受电装置传输电力的电力传输用线圈以及与所述电力传输用线圈谐振的谐振电容；开关元件，通过反复接通和断开使所述谐振电路谐振；以及驱动电路，根据所述电力传输用线圈的电压检测所述受电装置是否被载置于所述载置部，当检测出所述受电装置没有被载置时，驱动所述开关元件使所述开关元件处于导通的期间比所述受电装置被载置的情况下所述开关元件处于导通的期间短。
根据该结构，电力传输用线圈通过开关元件的接通和断开而与谐振电容谐振，并以非接触方式向受电装置传输电力。驱动电路基于电力传输用线圈的电压，检测受电装置是否被载置。并且，在检测出受电装置没有被载置的情况下，驱动电路驱动开关元件，使开关元件的处于导通的期间比受电装置被载置的情况下开关元件处于导通的期间短。
因此，流向电力传输用线圈的电流减少，来自电源侧的输入电流降低，从而能够降低受电装置没有被载置时的电力消耗、即待机功耗。此外，由于根据电力传输用线圈的电压检测受电装置是否被载置，所以即使不设置其他绕组，也能够通过简单的电路结构来进行该检测。另外，在受电装置被载置的情况和受电装置没有被载置的情况下，电力传输用线圈的电压明显不同，因此能够高精度地检测受电装置是否被载置。
附图说明
图1表示适用本发明的实施例1的非接触电力传输电路的充电系统的电路图。
图2(A)表示在载置部上载置有受电装置时的电力传输用线圈和谐振电容的连接点的电压的波形图，(B)表示在载置部上未载置受电装置时的电力传输用线圈和谐振电容的连接点的电压的波形图。
图3(A)表示在载置部上载置有受电装置时的电力传输用线圈和谐振电容的连接点的电压的波形图，(B)表示在载置部上未载置受电装置时的电力传输用线圈和谐振电容的连接点的电压的波形图。
图4表示适用本发明的实施例2的非接触电力传输电路的充电系统的电路图。
图5(A)表示在受电装置被载置的情况下从微机部输出的PWM信号，(B)表示在受电装置没有被载置的情况下从微机部输出的PWM信号。
图6表示适用本发明的实施例3的非接触电力传输电路的充电系统的电路图。
图7表示适用本发明的实施例4的非接触电力传输电路的充电系统的电路图。

(实施例1)
图1表示适用本发明的实施例1的非接触电力传输电路的充电系统的电路图。该充电系统具有非接触电力传输电路1和受电装置2。非接触电力传输电路1是在筐体上设置用于载置受电装置2的载置部(图略)，并且以非接触方式向载置于该载置部的受电装置2传输电力，从而对受电装置2进行充电的充电电路。作为受电装置2，采用例如电动牙刷、手机、笔记本电脑、电动剃须刀、电动工具等能够充电的电气设备。
非接触电力传输电路1具有谐振电路11、开关元件FET、驱动电路12、偏压电路(biascircuit)13、电容C1以及电源部14。
谐振电路11包括：向受电装置2传输电力的电力传输用线圈T1以及与电力传输用线圈T1谐振的谐振电容C4。电力传输用线圈T1与谐振电容C4并联连接。当受电装置2载置于载置部时，电力传输用线圈T1与受电线圈T2磁耦合，并经由受电线圈T2向受电装置2传输电力。
在此，当开关元件FET断开时，电力传输用线圈T1开始与谐振电容C4的谐振，并向与该电力传输用线圈T1磁耦合的反馈线圈T3传送相位相差180度的谐振电压，从而让开关元件FET再次接通。
此外，谐振电路11经由并联连接的二极管D2和电阻R5而与开关元件FET连接。二极管D2的正极(anode)与谐振电容C4和电力传输用线圈T1连接，负极(cathode)与开关元件FET的漏极(drain)连接。
开关元件FET通过反复接通和断开而使谐振电路11谐振。作为开关元件FET，例如采用n沟道场效应型晶体管。开关元件FET的作为控制端子的栅极(gate)经由电阻R3与反馈线圈T3连接。
此外，开关元件FET的漏极经由电阻R5与电力传输用线圈T1连接，并且经由二极管D2与谐振电容C4连接。另外，开关元件FET的源极(source)经由电阻R7而接地。另外，作为开关元件FET，例如也可以采用p沟道场效应型晶体管。
驱动电路12根据电力传输用线圈T1的电压，检测受电装置2是否载置于载置部，当检测出受电装置2没有被载置时，驱动开关元件FET使开关元件FET处于导通的期间比受电装置2被载置的情况下开关元件FET处于导通的期间短。
在此，驱动电路12具有自激振荡电路121和间歇驱动电路122。自激振荡电路121根据电力传输用线圈T1的电压，反复接通和断开开关元件FET，让谐振电路11自激振荡。间歇驱动电路122(intermittent driving circuit)，当检测出受电装置2没有被载置时，间歇驱动自激振荡电路121。
自激振荡电路121具有晶体管TR2、电容C5、电阻R6和R7、反馈线圈T3以及电阻R3。
晶体管TR2例如由npn双极晶体管(bipolar transistor)构成，其发射极(emitter)接地，集电极(collector)与开关元件FET的栅极连接。此外，晶体管TR2的基极(base)与发射极之间并联连接有电容C5，基极经由电阻R6与电阻R7连接。另外，作为晶体管TR2，并不限定于npn双极晶体管，也可以采用pnp双极晶体管，还可以采用场效应型晶体管。
电容C5通过开关元件FET的漏极电流Id而被充电，当充电电压超过晶体管TR2的阈值电压(threshold voltage)(例如为0.6V)时，导通晶体管TR2。由此，开关元件FET的栅极电压降至接地电平(ground level)，从而晶体管TR2让开关元件FET断开。
另一方面，当晶体管TR2导通时，电容C5向电阻R6、R7放电，当充电电压低于晶体管TR2的阈值电压时，让晶体管TR2截止。即，电容C5按照由电容C5和电阻R6、R7决定的时间常数，使晶体管TR2导通或截止。
反馈线圈T3与电力传输用线圈T1以极性相反的方式磁耦合，将从电力传输用线圈T1传输的谐振电压经由电阻R3输出至开关元件FET的栅极，从而让开关元件FET接通。
偏压电路13具有电阻R1和电容C2，根据从电容C1输出的电压来生成开关元件FET的偏压电压，并经由反馈线圈T3和电阻R3输出至开关元件FET的栅极。
电源部14例如由电源电路构成，例如将100V的商用电压转换成5V的直流电压。电容C1例如由电解电容构成，将从电源部14输出的电压平滑化。
间歇驱动电路122具有：与开关元件FET的栅极连接，用于让开关元件FET断开的晶体管TR1(第一晶体管)；对谐振电路11的电压进行分压，并将其输出至晶体管TR1的作为控制端子的基极的电阻R2和R4(分压电阻)；连接在谐振电路11与电阻R2之间的二极管D1；以及与晶体管TR1的基极连接，通过由电阻R2和R4分压后的电压Vb被充电的电容C3(第一电容)。
晶体管TR1例如由npn双极晶体管构成。并且，晶体管TR1的基极经由电阻R2和二极管D1与电力传输用线圈T1连接。另外，通过二极管D1，防止电流从间歇驱动电路122流入谐振电路11，防止由谐振电路11产生的谐振变得不稳定。
此外，晶体管TR1的基极与发射极之间连接有电阻R4，并且发射极接地。另外，作为晶体管TR1，并不限定于npn双极晶体管，也可以采用pnp双极晶体管，还可以采用场效应型晶体管。
电容C3连接在晶体管TR1的基极和发射极之间，并通过电压Vb而被充电，当充电电压超过晶体管TR1的阈值电压(例如为0.6V)时，让晶体管TR1导通。由此，开关元件FET断开，漏极电流Id无法被供给到电容C5，从而自激振荡电路121停止自激振荡。
另一方面，当晶体管TR1导通，让开关元件FET断开时，电容C3向电阻R4释放电荷，当充电电压低于晶体管TR1的阈值电压时，让晶体管TR1截止。
即，晶体管TR1按照由电阻R4和电容C3确定的时间常数而反复导通和截止。另外，该时间常数比使晶体管TR2导通和截止的电容C5以及电阻R6、R7的时间常数要大得多。
图2(A)和图3(A)表示在载置部上载置有受电装置2时的电压Vd的波形图，图2(B)和图3(B)表示在载置部上没有载置受电装置2时的电压Vd的波形图。在图2(A)、(B)中，纵轴表示电压，横轴表示时间。另外，图2(A)、(B)对图3(A)、(B)的波形进行了放大表示。即，图2(A)、(B)的波形是将图3(A)、(B)的两个周期的波形放大而表示的波形。此外，在图3(A)、(B)中，上侧所示的波形表示电压Vd，下侧所示的波形表示晶体管TR2的基极与发射极之间的电压Vc。
如图2(B)所示，可知与图2(A)所示的受电装置2被载置的情况相比，受电装置2没有被载置于载置部时的电力传输用线圈T1的电压的振幅要大，电压Vd的振幅要大。这是因为：受电装置2没有被载置于载置部的情况与受电装置2被载置的情况相比，电力传输用线圈T1的自感系数(self-inductance)要小。
因此，受电装置2没有被载置于载置部的情况下，电压Vb也增大，电压Vb能超过晶体管TR1的阈值电压，从而晶体管TR1能够按照由电阻R4和电容C3确定的时间常数反复导通和截止。其结果，在间歇驱动电路122让开关元件FET导通的期间内，如图3(B)的期间TM1所示，自激振荡电路121能够让谐振电路11自激振荡，但是在间歇驱动电路122让开关元件FET截止的期间内，如图3(B)的期间TM2所示，自激振荡电路121不能让谐振电路11自激振荡。
另一方面，由于在受电装置2被载置于载置部的情况与受电装置2没有被载置的情况相比电压Vb要低，所以电压Vb无法超过晶体管TR1的阈值电压，从而晶体管TR1无法让开关元件FET断开。由此，如图3(A)所示，自激振荡电路121能够在不受间歇驱动电路122影响下，使谐振电路11自激振荡。
另外，构成间歇驱动电路122的各电路元件的电路常数被设定为如下所述的值：在载置部上载置有受电装置2的情况下，电压Vb不会超过晶体管TR1的阈值电压，而在载置部上没有载置受电装置2的情况下，电压Vb能够超过晶体管TR1的阈值电压。
返回图1，受电装置2具有受电线圈T2、二极管D3、电容C6和C7以及二次电池BA。受电线圈T2与电力传输用线圈T1磁耦合，接受从电力传输用线圈T1传输的电力。电容C6是为了接受更多的电力(power)而设置的整合用电容。电容C7将在受电线圈T2产生的电压平滑化。二极管D3在受电线圈T2产生的电流进行整流。由此，直流电压被施加于二次电池BA，从而二次电池BA通过该直流电压被充电。作为二次电池BA，可以采用例如锂离子二次电池、镍氢二次电池或者铅蓄电池等各种二次电池。
接下来，对图1所示的非接触电力传输电路1的动作进行说明。当利用电源部14开始输入直流电压时，该直流电压经由电阻R1、反馈线圈T3以及电阻R3对开关元件FET的栅电容(gate capacitance)进行充电，从而让开关元件FET接通。
当开关元件FET导通时，电流沿谐振电容C4-二极管D2-开关元件FET-电阻R7流动，并沿电力传输用线圈T1-二极管D2-开关元件FET-电阻R7流动，进而有漏极电流Id流动。
当有漏极电流Id流过时，电阻R7的电压上升，电容C5经由电阻R6而被充电，晶体管TR2导通。
当晶体管TR2导通时，开关元件FET断开，流入电力传输用线圈T1的电流流向谐振电容C4，从而在谐振电路11开始谐振。
当在谐振电路11开始谐振时，电压Vd在如图2(A)、(B)的时刻TA1所示地向上描绘凸曲线发生变化之后，如时刻TA2所示地向下描绘凸曲线发生变化。在此，由于在反馈线圈T3上被施加相位与电压Vd相差180度的电压，所以在从时刻TA1到时刻TA2的期间内，开关元件FET维持截止状态。此外，当在谐振电路11开始谐振时，由于基于漏极电流Id的充电被停止，所以电容C5开始向电阻R6、R7放电。
然后，在从时刻TA2到时刻TA3的期间内，在反馈线圈T3上产生正电压，由此，开关元件FET再次导通。如上所述，通过使开关元件FET反复导通和截止，自激振荡电路121让谐振电路11谐振，并向受电装置2传输电力。
受电装置2没有被载置于载置部的情况与受电装置2被载置的情况相比，如图2(B)所示，电压Vd的振幅增大，因此间歇驱动电路122可让晶体管TR1导通，从而让开关元件FET断开。
当开关元件FET断开后，谐振电路11的谐振不久便停止，从而如图3(B)的期间TM2所示，自激振荡电路121不能让谐振电路11谐振。
此外，当开关元件FET断开时，电容C3开始向电阻R4放电，不久便让晶体管TR1截止，从而开关元件FET再次接通，自激振荡电路121如图3(B)的期间TM1所示地再次让谐振电路11谐振。因此，能够通过电容C3和电阻R4的时间常数来确定图3(B)所示的期间TM2，并且能够在期间TM2内让谐振电路11的谐振停止。
这样，根据本实施例所述的非接触电力传输电路1，电力传输用线圈T1通过开关元件FET的接通和断开而与谐振电容C4谐振，并以非接触方式向受电装置2传输电力。此处，在受电装置2没有被载置的情况下，间歇驱动电路122间歇驱动自激振荡电路121。因此，在自激振荡电路121未进行驱动的期间内，开关元件FET被截止，由此，流向电力传输用线圈T1的电流减少，来自电源部14的输入电流减少，从而能够降低待机功耗。
此外，由于根据电力传输用线圈T1的电压检测受电装置2是否被载置，所以即使不设置其他绕组，也能够通过简单的电路结构来进行该检测。另外，在受电装置2被载置的情况和受电装置2没有被载置的情况下，电力传输用线圈T1的电压明显不同，因此能够高精度地检测受电装置2是否被载置。
(实施例2)
图4表示适用本发明的实施例2的非接触电力传输电路的充电系统的电路图。本实施例的非接触电力传输电路以使谐振电路11他激振荡为特征。另外，在本实施例中，对于与实施例1相同的部分省略说明。
如图4所示，驱动电路12具有微机部100、二极管D1、电阻R2和R4、以及电容C3。
微机部100具有CPU、ROM、RAM以及专用的硬件电路等，通过执行存储于ROM中的控制程序，将PWM信号从PWM输出端口P3输出至开关元件FET的栅极，从而使开关元件FET接通和断开。另外，从电源部14输出的电压即5V的驱动电压VCC被输入至VCC端口P2。
在此，微机部100的AD输入端口P1和接地端口P4之间连接有电容C3，微机部100对输入AD输入端口P1的电压Vb进行AD(模拟数字)转换，当模拟数字转换后的电压Vb的值大于预先设定的规定值时，检测在载置部上没有载置受电装置2。然后，在检测出受电装置2没有被载置的情况下，微机部100使PWM信号的占空比(duty ratio)小于受电装置2被载置的情况下的占空比，从而缩短开关元件FET处于导通的期间。在此，作为规定值，可采用在受电装置2被载置的情况下可预测的输入到AD输入端口P1的电压Vb。
另一方面，当电压Vb为规定值以下时，微机部100检测受电装置2是否载置于载置部，并使PWM信号的占空比大于受电装置2没有被载置时的占空比。
图5(A)表示在受电装置2被载置的情况下从微机部100输出的PWM信号，(B)表示在受电装置2没有被载置的情况下从微机部100输出的PWM信号。如图5(A)、(B)所示，可知：在受电装置2没有被载置的情况下，微机部100输出占空比小于受电装置2被载置的情况下的占空比的PWM信号。
在此，作为受电装置2被载置时的PWM信号的占空比，可以采用在对受电装置2进行充电时能够获得理想的电力的预定值。此外，作为受电装置2没有被载置时的PWM信号的占空比，可以采用能够检测出受电装置2是否载置的值，并且能够尽可能地增大开关元件FET的截止期间的预定值。
电阻R2和R4与实施例1一样是对电压Vd进行分压的分压电阻，并将分压后的电压Vb输入至AD输入端口P1。在PWM输出端口P3与开关元件FET的栅极之间连接有电阻R8。
接下来，对图4所示的非接触电力传输电路1的动作进行说明。在受电装置2没有被载置于载置部的情况下，由于电压Vb大于规定值，所以微机部100检测出受电装置2没有被载置，并输出图5(B)所示的占空比低的PWM信号。根据该PWM信号，开关元件FET导通或截止，谐振电路11在开关元件FET的导通期间内蓄积能量，在开关元件FET的截止期间内，利用积蓄的能量进行谐振，从而将电力传输给受电装置2。由此，与受电装置2被载置于载置部的情况相比，受电装置2没有被载置于载置部的情况下的开关元件FET的导通时间较短，从而能够降低待机功耗。
另一方面，当受电装置2被载置于载置部时，由于电压Vb在规定值以下，所以微机部100检测出受电装置2载置于载置部，并输出图5(A)所示的占空比高的PWM信号。由此，受电装置2载置于载置部的情况与没有载置于载置部的情况相比，开关元件FET的导通时间较长，能够向受电装置2传输足以使受电装置2充电的电力。
另外，在上述说明中，在受电装置2没有载置于载置部的情况下，将PWM信号的占空比降低从而实现了待机功耗的降低，但是也可以在受电装置2没有载置于载置部的情况下停止PWM信号的输出。由此，能够实现待机功耗的进一步降低。
但是，当完全停止PWM信号的输出时，谐振电路11无法谐振，从而微机部100不能检测出受电装置2是否被载置。
因此，微机部100也可以通过间歇地输出PWM信号来检测受电装置2是否被载置。在此，微机部100只要例如以每1秒钟输出PWM信号0.2秒的方式间歇地输出PWM信号即可。
这样，根据本实施例所述的非接触电力传输电路1，在受电装置2没有被载置的情况下，降低了PWM信号的占空比，因此能够降低待机功耗。
(实施例3)
实施例3所述的非接触电力传输电路1以在实施例1的非接触电力传输电路1中还设置有稳压二极管为特征。图6表示适用本发明的实施例3所述的非接触电力传输电路1的充电系统的电路图。另外，在本实施例中，对于与实施例1、2相同的内容省略说明。
如图6所示，在电阻R2和二极管D1之间设置有稳压二极管Z1。该稳压二极管Z1例如由齐纳二极管(zener diode)构成，其正极(anode)与电阻R2连接，负极(cathode)与二极管D1连接。
稳压二极管Z1，当负极相对于正极的电压大于指定值时，电流从谐振电路11流向电阻R4，当负极相对于正极的电压小于指定值时，电流不流过。由此，在稳压二极管Z1中，当负极相对于正极的电压大于指定值的情况下，能够使间歇驱动电路122进行动作，从而能够降低有关是否载置有受电装置2的误检测。另外，作为指定值，最好从非接触电力传输电路1所使用的电压的大小中采用能够防止误检测的值，例如可以采用6.2V左右的值。
(实施例4)
图7表示适用本发明的实施例4的非接触电力传输电路1的充电系统的电路图。另外，在本实施例中，对于与实施例1至3相同的内容省略说明。实施例4的非接触电力传输电路1以共用实施例1所述的非接触电力传输电路1中的自激振荡电路121和间歇驱动电路122为特征。
具体而言，晶体管TR2兼作为图1所示的晶体管TR1，电容C5兼作为电容C3，并省略电阻R4。
如图7所示，驱动电路12具有二极管D1、电阻R2和R3、反馈线圈T3、晶体管TR2以及电容C5。二极管D1的正极与谐振电路11连接，负极经由电阻R2与晶体管TR2的基极连接。
由此，受电装置2没有被载置的情况与受电装置2被载置的情况相比，电压Vd增高从而电压Vc增高，偏压电压施加于晶体管TR2的基极。因此，在受电装置2没有被载置的情况下，晶体管TR2能够缩短开关元件FET从导通到断开为止的时间。由此，在受电装置2没有被载置的情况下，能够缩短开关元件FET的导通时间，从而能够使待机功耗降低。
具体而言，确定电阻R2、R6、R7和电容C5等构成非接触电力传输电路1的各电路元件的电路常数，以使电压Vc在受电装置2被载置的情况下例如为0.2V，并且在受电装置2没有被载置的情况下例如为0.4V。
此外，也可将构成非接触电力传输电路1的各电路元件的电路常数设定成使电压Vc在受电装置2没有被载置的情况下在晶体管TR2的阈值电压(例如为0.6V)以上。由此，能够使谐振电路11间歇振荡，从而降低待机功耗。
如上，根据本实施例所述的非接触电力传输电路1，由于共用晶体管TR1和晶体管TR2，并且共用电容C3和电容C5，所以能够减少部件个数从而实现低成本化和电路规模的缩小化，同时能够使待机功耗降低。
将上述非接触电力传输电路的技术特征归纳为如下内容。
(1)本发明所涉及的非接触电力传输电路，以非接触方式向载置于载置部的受电装置传输电力的非接触电力传输电路，具有：包含向所述受电装置传输电力的电力传输用线圈以及与所述电力传输用线圈谐振的谐振电容的谐振电路；通过反复接通和断开使所述谐振电路谐振的开关元件；以及根据所述电力传输用线圈的电压，检测所述受电装置是否被载置于所述载置部，当检测出所述受电装置没有被载置时，驱动所述开关元件使所述开关元件处于导通的期间比所述受电装置被载置的情况下所述开关元件处于导通的期间短的驱动电路。
根据该结构，电力传输用线圈通过开关元件的接通和断开而与谐振电容谐振，并以非接触方式向受电装置传输电力。驱动电路基于电力传输用线圈的电压，检测受电装置是否被载置。并且，在检测出受电装置没有被载置的情况下，驱动电路驱动开关元件使开关元件处于导通的期间比受电装置被载置的情况下开关元件处于导通的期间短。
因此，流向电力传输用线圈的电流减少，来自电源侧的输入电流降低，从而能够降低没有载置受电装置时的电力消耗、即待机功耗。此外，由于根据电力传输用线圈的电压检测受电装置是否被载置，所以即使不设置其他绕组，也能够通过简单的电路结构来进行该检测。另外，在受电装置被载置的情况和受电装置没有被载置的情况下，电力传输用线圈的电压明显不同，因此能够高精度地检测是否载置有受电装置。
(2)较为理想的是，所述驱动电路具有：根据所述电力传输用线圈的电压反复接通和断开所述开关元件，让所述谐振电路自激振荡的自激振荡电路；以及在检测出所述受电装置没有被载置的情况下，间歇驱动所述自激振荡电路的间歇驱动电路。
根据该结构，在检测出受电装置没有被载置的情况下，自激振荡电路被间歇驱动。因此，在自激振荡电路未被驱动的期间内，开关元件被断开，由此能够降低待机功耗。
(3)较为理想的是，所述驱动电路通过向所述开关元件输出PWM信号他激振荡所述谐振电路，在检测出所述受电装置没有被载置的情况下，降低所述PWM信号的占空比使其低于所述受电装置被载置的情况下所述PWM信号的占空比。
根据该结构，在受电装置没有被载置的情况下，由于降低了PWM信号的占空比，所以能够降低待机功耗。
(4)较为理想的是，所述间歇驱动电路具有：与所述开关元件的控制端子连接，用于使所述开关元件断开的第一晶体管；对所述谐振电路的电压进行分压，并将被分压的电压输出至所述第一晶体管的控制端子的分压电阻；连接于所述谐振电路与所述分压电阻之间的二极管；以及与所述第一晶体管的控制端子连接，并通过由所述分压电阻分压后的电压被充电的第一电容。
根据该结构，由于间歇驱动电路由第一晶体管、分压电阻、二极管以及第一电容等简单的电路构成，所以几乎不会增大电路规模，并且能够降低待机功耗。
(5)较为理想的是，所述间歇驱动电路具有连接于二极管与所述分压电阻之间的稳压二极管。
根据该结构，由于在电力传输用线圈的电压较低时，稳压二极管不让电流流过第一晶体管，所以能够在受电装置被载置的情况下防止间歇驱动电路运转。
(6)较为理想的是，所述自激振荡电路具有使所述开关元件断开的第二晶体管和与所述第二晶体管的控制端子连接的第二电容，其中，所述第二晶体管兼作为所述第一晶体管，所述第二电容兼作为所述第一电容。
根据该结构，由于第一和第二晶体管、以及第一和第二电容共用，所以能够减少部件个数从而降低成本和缩小电路规模，并且能够使待机功耗降低。