技术领域
[0001] 本
发明涉及
电子电路，尤其涉及反激式变换器。
背景技术
[0002] 传统反激式变换器的输出电流(指流过续流
二极管至输出端的电流)是断续的，此特性会导致其
输出电压纹波较大。要获得较小的输出电压纹波，通常的办法是加大输出
电解电容的容量或着增加
滤波器。但是，常见的
铝电解电容对脉动电流的耐受能
力差，其性能受
温度影响严重；常见的滤波器(如：
LC滤波器)会降低电路的动态响应速度。
发明内容
[0003] 为克服传统反激式变换器输出电压纹波较大的不足，本发明提供一种含输出电流补偿支路的反激式变换器，目的在于改善输出电压纹波同时提升效率。
[0004] 根据本发明
实施例的一种反激式变换器，包括：第一电感，具有第一端和第二端，其中第一端连接至直流电源的一端；第一晶体管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端连接至第一电感的第二端，第二端连接至直流电源的另一端；原边
控制器，具有连接至第一晶体管控制端的端口，通过该端口控制第一晶体管的
开关状态；第二电感，与第一电感耦合，具有第一端和第二端；第一二极管，具有第一端和第二端，其中第一端连接至第二电感的第一端；电容，与负载并联，具有第一端和第二端，其中第一端连接至第一二极管的第二端，第二端连接至第二电感的第二端；输出电流补偿支路，具有第一端口、第二端口和第三端口，其中第一端口连接至第二电感的第一端与第一二极管的第一端，第二端口连接至第一二极管的第二端与电容的第一端，其中当第一晶体管截止时，输出电流补偿支路通过其第一端口从第二电感处分流一部分电流用于
能量存储；当第一晶体管导通时，输出电流补偿支路通过其第二端口释放能量，为电容和负载提供电流；以及副边控制器，具有连接至输出电流补偿支路第三端口的端口，通过该端口控制输出电流补偿支路能量存储或释放的工作状态。
[0005] 本发明的实施例通过引入输出电流补偿支路，改善传统反激式变换器的输出电压纹波。
[0006] 本发明实施例的有益效果主要表现在：结合
软开关控制器，所述含输出电流补偿支路的反激式变换器可具有低输出电压纹波和高效率的特点。
附图说明
[0007] 图1是根据本发明实施例的
反激变换器的电路
框图。
[0008] 图2是本发明实施例1采用的输出电流补偿支路电路图。
[0009] 图3是本发明实施例2采用的输出电流补偿支路电路图。
[0010] 图4是本发明实施例3采用的输出电流补偿支路电路图。
[0011] 图5是本发明实施例4采用的输出电流补偿支路电路图。
[0012] 图6是本发明实施例1至实施例4采用的软开关控制
信号时序图。
[0014] 图8是本发明实施例2的仿真波形图。
[0015] 图9是本发明实施例3的仿真波形图。
[0016] 图10是本发明实施例4的仿真波形图。
具体实施方式
[0017] 下面将结合附图详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了便于对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，本领域普通技术人员可以理解，这些特定细节并非为实施本发明所必需。此外，在一些实施例中，为了避免混淆本发明，未对公知的电路、材料或方法做具体描述。
[0018] 在整个
说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图均是为了说明的目的，其中相同的附图标记指示相同的元件。应当理解，当称元件“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。
[0019] 根据本发明的实施例为传统反激式变换器引入输出电流补偿支路，在不增加输出电解电容值的前提下通过补形输出电流来改善输出电压纹波。进一步地，在一些实施例中，可采用软
开关控制器，变“硬开关”为“软开关”的工作方式，提升整体电路效率。
[0020] 图1是根据本发明实施例的反激变换器的电路框图。参考图1，根据本发明实施例的含输出电流补偿支路的反激式变换器包括电感L1、电感L2、N
沟道MOS管M1、二极管D1、电容Co、输出电流补偿支路、原边控制器和副边控制器。所述电流补偿支路具有端口a、端口b和端口c，所述原边控制器具有端口g，所述副边控制器具有端口c。直流电源Vi的正端与电感L1的第一端相连，电感L1的第二端与N沟道MOS管M1的漏极相连，N沟道MOS管M1的源极与直流电源Vi的负端相连，原边控制器的端口g与N沟道MOS管M1的栅极相连。电感L2的第一端同时与输出电流补偿支路的端口a以及二极管D1的
阳极相连，二极管D1的
阴极同时与输出电流补偿支路的端口b、电容Co的一端以及负载RL的一端相连，负载RL的另一端同时与电容Co的另一端以及电感L2的第二端相连，输出电流补偿支路的端口c与副边控制器的端口c相连。电感L1和电感L2存在耦合关系，分别构成
变压器的原边绕组和副边绕组，电感L1的第一端与电感L2的第一端是异名端。
[0021] 所述输出电流补偿支路的作用是：当N沟道MOS管M1截止时，通过其端口a从电感L2处分流一部分电流用于能量存储；当N沟道MOS管M1导通时，通过其端口b释放能量，为电容Co和负载RL提供电流。所述原边控制器的作用是：通过其端口g控制N沟道MOS管M1的开关状态。所述副边控制器的作用是：通过其端口c控制输出电流补偿支路能量存储或释放的工作状态。
[0022] 实施例1
[0023] 图2是本发明实施例1采用的输出电流补偿支路电路图。所述输出电流补偿支路包括电感La1、N沟道MOS管Ma1、二极管Da1和二极管Da2。电感La1的第一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感La1的第二端同时与二极管Da2的阳极以及二极管Da1的阳极相连，二极管Da1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连。二极管Da2的阴极与N沟道MOS管Ma1的漏极相连，N沟道MOS管Ma1的源极与电感L2的第二端相连，N沟道MOS管Ma1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连。二极管Da2的作用是屏蔽N沟道MOS管Ma1的
体二极管。
[0024] 在一个实施例中，考虑N沟道MOS管Ma1存在寄生电容，添加振荡抑制支路。振荡抑制支路包括电容Ca1和
电阻Ra1，电容Ca1的一端与二极管Da2的阳极相连，电容Ca1的另一端与电阻Ra1的一端相连，电阻Ra1的另一端与N沟道MOS管Ma1的栅极相连。在一些实施例中所述原边和副边控制器为软开关控制器，图6是本发明实施例的软开关
控制信号时序图，其中vg为原边控制器端口g的电压，vc为副边控制器端口c的电压，T为开关周期，D为vg的占空比，Dc为vc的占空比。D和Dc的取值范围均为0至1，vg和vc分别满足式(1)和式(2)。
[0025]
[0026]
[0027] 为了实现软开关，可以采用“D为主Dc为辅”的控制策略，具体步骤包括：
[0028] 步骤一：根据直流电源Vi、负载RL或反激式变换器的输出电压Vo调节D，按式(1)设置vg；同时，赋值Dc＝D，按式(2)设置vc；
[0029] 步骤二：保持D和vg不变，调整Dc的大小并按式(2)设置vc直至N沟道MOS管M1符合零电压或准零电压开通的工作特征；
[0030] 步骤三：重复步骤一至步骤二直至反激式变换器进入稳态。
[0031] 原边和副边控制器可集成在一起，采用
单片机、DSP、FPGA等可编程器件实现，如：TMS320F28027。
[0032] 图7是本发明实施例1的一个典型仿真波形图(D＝0.5，L1＝L2)。由图7可知，实施例1工作在连续导通模式，流入输出电流补偿支路端口a的电流ia断续，输出电流io也断续，输出电压Vo≈直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统反激式变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Da2和Ma1均截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Da1导通，La1放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝ib下降直至为0，流过M1的电流iM1＝iL1。因ia的存在以及L1和L2的耦合作用，M1的导通损耗低于传统反激式变换器，对提升效率有利。当ia下降至0时，Da1截止，Da1的反向恢复损耗为0，也对提升效率有利。当M1截止且Da2和Ma1均截止时，D1导通，L2放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL2下降；Da1截止，ib＝0。当M1截止且Da2和Ma1均导通时，Da1截止，La1充磁，ia上升，ib＝0；二极管D1的电流iD1＝iL2-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；Da2和Ma1仍导通，通过L1和L2的耦合作用，La1与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振下降至最低点时，原边控制器开通M1，副边控制器关断Ma1，使得M1实现准零电压开通，对提升效率有利。
[0033] 实施例2
[0034] 图3是本发明实施例2采用的输出电流补偿支路电路图，包括电感Lb1、电感Lb2、N沟道MOS管Mb1、二极管Db1和二极管Db2。电感Lb1的第一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lb1的第二端与二极管Db2的阳极相连，二极管Db2的阴极与N沟道MOS管Mb1的漏极相连。N沟道MOS管Mb1的源极同时与电感L2的第二端以及电感Lb2的第一端相连，电感Lb2的第二端与二极管Db1的阳极相连。二极管Db1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，N沟道MOS管Mb1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连。电感Lb1和电感Lb2存在耦合关系，电感Lb1的第一端和电感Lb2的第一端是同名端。
[0035] 在一个实施例中，考虑N沟道MOS管Mb1存在寄生电容，添加振荡抑制支路。振荡抑制支路包括电容Cb1和电阻Rb1，电容Cb1的一端与二极管Db2的阳极相连，电容Cb1的另一端与电阻Rb1的一端相连，电阻Rb1的另一端与N沟道MOS管Mb1的栅极相连。
[0036] 在一个实施例中，考虑电感Lb1和电感Lb2之间存在漏感，添加电压尖峰吸收支路。电压尖峰吸收支路包括电阻Rb2、电容Cb2和二极管Db3，电阻Rb2的一端同时与电感Lb1的第一端以及电容Cb2的一端相连，电阻Rb2的另一端同时与电容Cb2的另一端以及二极管Db3的阴极相连，二极管Db3的阳极与电感Lb1的第二端相连。
[0037] 实施例2的工作过程与实施例1相似。但是，实施例2具有更宽的输出电流补偿范围。当D较大时，取Lb2>Lb1更利于减小输出电压纹波；当D较小时，取Lb2
[0038] 图8是本发明实施例2的一个典型仿真波形图(D＝0.5，L1＝L2，Lb2>Lb1)。由图8可知，实施例2工作在连续导通模式，流入输出电流补偿支路端口a的电流ia断续，输出电流io也断续，输出电压Vo≈直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统反激式变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Db2和Mb1均截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Db1导通，Lb2放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝0，ib下降直至为0。当ib下降为0后，Db1截止，Db1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利。当M1截止且Db2和Mb1均导通时，D1导通，L2放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL2下降。同时，Db1截止，Lb1充磁，ia上升，二极管D1的电流iD1＝iL2-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；但Db2和Mb1仍导通，通过L1和L2的耦合作用，Lb1与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振下降至最低点时，原边控制器开通M1，副边控制器关断Mb1，使得M1实现准零电压开通，对提升效率有利。
[0039] 实施例3
[0040] 图4是本发明实施例3采用的输出电流补偿支路电路图，包括电感Lc1、电感Lc2、N沟道MOS管Mc1、二极管Dc1和二极管Dc2。电感Lc1的第一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Lc1的第二端同时与二极管Dc2的阳极以及电感Lc2的第一端相连，电感Lc2的第二端与二极管Dc1的阳极相连。二极管Dc1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连，二极管Dc2的阴极与N沟道MOS管Mc1的漏极相连。N沟道MOS管Mc1的源极与电感L2的第二端相连，N沟道MOS管Mc1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连。电感Lc1和电感Lc2存在耦合关系，电感Lc1的第一端和电感Lc2的第一端是同名端。二极管Dc2的作用是屏蔽N沟道MOS管Mc1的体二极管。
[0041] 在一个实施例中，考虑N沟道MOS管Mc1存在寄生电容，添加振荡抑制支路。振荡抑制支路包括电容Cc1和电阻Rc1，电容Cc1的一端与二极管Dc2的阳极相连，电容Cc1的另一端与电阻Rc1的一端相连，电阻Rc1的另一端与N沟道MOS管Mc1的栅极相连。
[0042] 在一个实施例中，考虑电感Lc1和电感Lc2之间存在漏感，添加电压尖峰吸收支路。电压尖峰吸收支路包括电阻Rc2、电容Cc2和二极管Dc3，电阻Rc2的一端同时与电感Lc1的第一端以及电容Cc2的一端相连，电阻Rc2的另一端同时与电容Cc2的另一端以及二极管Dc3的阴极相连，二极管Dc3的阳极与电感Lc1的第二端相连。
[0043] 实施例3的工作过程与实施例2取Lb2>Lb1时相似。
[0044] 图9是本发明实施例3的一个典型仿真波形图(D＝0.7，L1直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统反激式变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Dc2和Mc1均截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Dc1导通，耦合电感Lc1和Lc2共同放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝ib下降直至为0，流过M1的电流iM1＝iL1。因ia的存在以及L1和L2的耦合作用，M1的导通损耗低于传统反激式变换器，对提升效率有利。当ib下降为0后，Dc1截止，Dc1的反向恢复损耗为0，也对提升效率有利。当M1截止且Dc2和Mc1均导通时，D1导通，L2放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL2下降；Dc1截止，Lc1充磁，ia上升，ib＝0；二极管D1的电流iD1＝iL2-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；但Dc2和Mc1仍导通，通过L1和L2的耦合作用，Lc1与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振下降至0时，原边控制器开通M1，副边控制器关断Mc1，使得M1实现零电压开通，对提升效率有利。
[0045] 实施例4
[0046] 图5是本发明实施例4采用的输出电流补偿支路电路图，包括电感Ld1、电感Ld2、N沟道MOS管Md1、二极管Dd1和二极管Dd2。电感Ld1的第一端与输出电流补偿支路的端口a相连，电感Ld1的第二端同时与电感Ld2的第一端以及二极管Dd1的阳极相连，二极管Dd1的阴极与输出电流补偿支路的端口b相连。电感Ld2的第二端与二极管Dd2的阳极相连，二极管Dd2的阴极与N沟道MOS管Md1的漏极相连，N沟道MOS管Md1的源极与电感L2的第二端相连，N沟道MOS管Md1的栅极与输出电流补偿支路的端口c相连。电感Ld1和电感Ld2存在耦合关系，电感Ld1的第一端和电感Ld2的第一端是同名端。二极管Dd2的作用是屏蔽N沟道MOS管Md1的体二极管。
[0047] 在一个实施例中，考虑N沟道MOS管Md1存在寄生电容，添加振荡抑制支路。振荡抑制支路包括电阻Rd1和电容Cd1，电阻Rd1的一端与二极管Dd2的阳极相连，电阻Rd1的另一端与电容Cd1的一端相连，电容Cd1的另一端与N沟道MOS管Md1的栅极相连。
[0048] 在一个实施例中，考虑电感Ld1和电感Ld2之间存在漏感，添加电压尖峰吸收支路。电压尖峰吸收支路包括电阻Rd2、电容Cd2和二极管Dd3，电阻Rd2的一端同时与电感Ld2的第一端以及电容Cd2的一端相连，电阻Rd2的另一端同时与电容Cd2的另一端以及二极管Dd3的阴极相连，二极管Dd3的阳极与电感Ld2的第二端相连。
[0049] 实施例4的工作过程与实施例2取Lb2
[0050] 图10是本发明实施例4的一个典型仿真波形图(D＝0.3，L1>L2)。由图10可知，实施例4工作在连续导通模式，流入输出电流补偿支路端口a的电流ia断续，输出电流io也断续，输出电压Vo<直流电源Vi。但是，在一个开关周期T内输出电流io为电容Co和负载RL充电的次数多达2次(比传统反激式变换器多1次)，可有效减小输出电压纹波。当M1导通且Dd2和Md1均截止时，D1截止，L1充磁，iL1上升；Dd1导通，Ld1放磁为电容Co和负载RL提供能量，ia＝ib下降直至为0，流过M1的电流iM1＝iL1。因ia的存在以及L1和L2的耦合作用，M1的导通损耗低于传统反激式变换器，对提升效率有利。当ib下降为0后，Dd1截止，Dd1的反向恢复损耗为0，也对提升效率有利。当M1截止且Dd2和Md1均截止时，D1导通，L2放磁为电容Co和负载RL提供能量，iL2下降；Dd1截止，ib＝0。当M1截止且Dd2和Md1均导通时，耦合电感Ld1和Ld2共同充磁，ia上升；二极管D1的电流iD1＝iL2-ia下降直至为0，为M1实现软开关提供条件。当iD1下降为0后，D1关断，D1的反向恢复损耗为0，对提升效率有利；但Dd2和Md1仍导通，通过L1和L2的耦合作用，Ld1和Ld2与M1的寄生输出电容产生谐振。当M1的漏极电压vM1因谐振下降至最低点时，原边控制器开通M1，副边控制器关断Md1，使得M1实现准零电压开通，对提升效率有利。
[0051] 虽然前述实施例中，开关变换器中的晶体管多以N沟道MOS管为例，但本领域技术人员可以理解，根据实际应用情况，这些晶体管也可以由P沟道MOS管或者其他合适的可控
半导体开关器件代替。此外，各支路内电子元件的电路连接与
位置并非唯一，而可以根据需要进行调整，只要能实现相应功能即可。这些
变形均为本领域技术人员所容易理解，并未超出本发明的保护范围。
[0052] 本说明书实施例所述的内容仅仅是对发明构思的实现形式的列举，本发明的保护范围的不应当被视为仅限于实施例所陈述的具体形式，本发明的保护范围也及于本领域技术人员根据本发明构思所能够想到的等同技术手段。
