技术领域
[0001] 本
发明涉及一种变换器
电路，特别涉及一种高压输出变换器。
背景技术
[0002] 在
开关电源应用领域中，很多场合需要高压输出的电源：在
高压直流输电时，需要供电端将
电压升高；在医学
X射线机中，射线管需要在高压
电场下工作；在工业静电除尘应用中，放
电极与集尘极之间需要施加高压直流电……若采用反激的基本拓扑应用于输出高压的领域，通过多绕组方式升高电压或者通过电容、
二极管组成多级倍压整流，可以达到高
输出电压的目的，但以上方法都存在一定的局限性。
[0003] 采用多绕组整流然后再进行
串联输出的方式，相当于多个反激输出串联，输出电压越高需要的绕组就越多，对于
变压器体积的要求是一个挑战，另外由于绕组多，耦合不好，漏感
能量全都消耗掉，效率不高；此外，该变换器原边的MOS管没有实现ZVS，不利于高频化。
[0004] 反激和正激两种电路都有各自的优点：反激电路只需一个功率管，无需输出电感，结构简单；正激电路可以直接传输能量，效率高。由于正激电路以及反激电路在变压器副边的极性相反，因此不能简单地直接将两者结合在一起，需要在副边添加器件，使得两者的最终的输出极性一致，才能使输出正常工作。本领域
现有技术一种正反激电路的具体电路拓扑结构，如图1所示。该方案采用了正激和反激两个工作过程，与单独的反激方案相比，该方案增加了正激的工作过程，一定程度上提高了工作效率，但依然没有解决漏感能量问题以及ZVS的问题。
发明内容
[0005] 有鉴于此，本发明解决的技术问题是克服现有方法的不足，提出一种高压输出变换器，可以在高压输出时提高
开关电源电路的能量传输效率，并且提供相关的控制方案，使得在不同负载的情况下都可以保持高效率。
[0006] 本发明高压输出变换器包含输入正端、输入负端、变压器TX1、MOS管Q1、MOS管Q2、二极管D1、二极管D2、二极管D3、电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、输出正端以及输出负端，其连接关系为：
[0007] 输入正端与变压器TX1原边绕组P1的同名端电连接，变压器TX1原边绕组P1的异名端与MOS管Q1的漏极电连接，MOS管Q1的源极与输入负端电连接，MOS管Q1的漏极还与MOS管Q2的源极电连接，MOS管Q2的漏极与电容C4的正端电连接，电容C4的负端与输入正端电连接，变压器TX1副边绕组S1的异名端与二极管D1的
阳极电连接，二极管D1的
阴极与电容C1的正端电连接，电容C1的负端与变压器TX1副边绕组S1的同名端电连接，变压器TX1副边绕组S1的异名端还与电容C2的正端电连接，电容C2的负端与二极管D2的阳极电连接，二极管D2的阴极与变压器TX1副边绕组S1的同名端电连接，电容C1的正端还与二极管D3的阳极电连接，二极管D3的阴极与电容C3的正端电连接，电容C3的负端与电容C2的负端电连接，电容C3的正端还与输出正端电连接，电容C3的负端还与输出负端电连接。
[0008] 与传统方案相比，该高压输出变换器增加了MOS管Q2以及电容C4，用于吸收漏感能量。
[0009] 该高压输出变换器电路有两种控制方式，在负载比较重时，采用MOS管互补控制，控制简单，可以实现ZVS，而且互补控制可以降低MOS管的寄生二极管导通时间，从而降低损耗；在半载以下时，采用非互补控制，在保证实现ZVS的情况下，可以降低反向激磁的幅度，降低磁摆幅，从而降低变压器
铁损。
[0010] 本发明高压输出变换器所提的方案，除了实现高压输出的基本功能，还克服了现有方案的不足，与现有方案相比，优势如下：
[0011] 1.所提供的方案可以吸收漏感的能量，提高传输效率。
[0012] 2.所提供的方案可以实现原边主MOS管的ZVS，降低
开关损耗，有利于高频化。
[0013] 3.所提供的方案，可以保持主MOS管实现ZVS的情况下，在半载轻载降低反向
电流，有利于降低轻负载的功耗。
附图说明
[0014] 图1为现有正反激电路原理图；
[0015] 图2为本发明第一
实施例高压输出变换器有源箝位正反激电路原理图；
[0016] 图3为本发明第一实施例高压输出变换器互补控制时的工作曲线；
[0017] 图4为本发明第一实施例高压输出变换器非互补控制时的工作曲线；
[0018] 图5为本发明第二实施例高压输出变换器的电路原理图。
具体实施方式
[0019] 本发明提供一种电压输出变换器，可以保证高压输出的情况下，全负载范围内实现ZVS以及提高开关电源电路的能量传输效率。
[0020] 第一实施例
[0021] 图2为本发明高压输出变换器的开关变换器功率级第一实施例原理图，该实施例的连接关系如下：
[0022] 输入正端与变压器TX1原边绕组P1的同名端电连接，变压器TX1原边绕组P1的异名端与MOS管Q1的漏极电连接，MOS管Q1的源极与输入负端电连接，MOS管Q1的漏极还与MOS管Q2的源极电连接，MOS管Q2的漏极与电容C4的正端电连接，电容C4的负端与输入正端电连接，变压器TX1副边绕组S1的异名端与二极管D1的阳极电连接，二极管D1的阴极与电容C1的正端电连接，电容C1的负端与变压器TX1副边绕组S1的同名端电连接，变压器TX1副边绕组S1的异名端还与电容C2的正端电连接，电容C2的负端与二极管D2的阳极电连接，二极管D2的阴极与变压器TX1副边绕组S1的同名端电连接，电容C1的正端还与二极管D3的阳极电连接，二极管D3的阴极与电容C3的正端电连接，电容C3的负端与电容C2的负端电连接，电容C3的正端还与输出正端电连接，电容C3的负端还与输出负端电连接。在本实施例中，
电阻R1代表负载，电阻R1的上端为输出正端，电阻R1的下端为输出负端。
[0023] 对以下功率级参数进行仿真：输入电压5V，电容C4为1.22uF，变压器励磁电感为5uH，漏感为100nH，
匝比1:1，电容C1、电容C2以及电容C3都为10uF，MOS管的驱动
频率为
300kHz，MOS管Q1的占空比为50％，负载电阻为500Ω，分别采用互补控制以及非互补控制，得到的工作曲线如图3和图4，其中，Vg1代表MOS管Q1的驱动，Vg2代表MOS管Q2的驱动，Vds1代表MOS管Q1的漏源极电压，Vcr代表电容C4的电压，Ir代表变压器原边的电流，Vo代表输出电压。
[0024] 若采用互补控制，本发明高压输出变换器的工作曲线如图3所示，该实施例的工作过程：
[0025] 阶段一：在t0-t1阶段，MOS管Q1导通，MOS管Q2截止，二极管D1截止，二极管D2截止，二极管D3导通。该阶段变压器激磁，原边电流上升，为MOS管Q2的ZVS提供
基础。变压器同名端电压为正，异名端电压为负，电容C1、变压器TX1副边绕组S2以及电容C2串联为输出负载提供电流。此阶段为反激储能阶段，输入端将能量储存到变压器中，同时，该阶段也是正激的传输能量阶段，输入端将能量通过变压器直接传输到输出，由于能量是直接传输的，没有中间储能环节，因此大大降低了损耗；
[0026] 阶段二：在t1-t2阶段，MOS管Q1截止，MOS管Q2导通，二极管D1导通，二极管D2导通，二极管D3截止。该阶段变压器去磁，变压器异名端电压为正，电容C4与变压器漏感谐振，变压器原边电流由正变为负，为MOS管Q1的ZVS提供基础，变压器励磁电流为电容C1和电容C2充电。此阶段是反激释放能量阶段，变压器将上一阶段储存的能量释放到输出端，为输出提供能量，同时，该阶段是正激的去磁阶段，变压器的磁通降低，以使得变压器不饱和。
[0027] 对于半载或者轻载，在传统反激电路中，通常采用降低开关频率的方法提升轻载效率，因此，对于开关变换器，人们一般想到的方法是通过改变控制频率的方法提升效率，例如现在流行的控
制芯片，就是通过改变频率提升半载的效率的。本发明不采用常规的改变频率的方法，而通过改变对两个管的控制方式，从满载的互补控制，变成半载或轻载时的非互补控制，通过在主功率管开通前，开通一下箝位管，降低箝位管的导通时间，从而降低反向电流的幅度，提升半载或轻载的效率。若采用非互补控制，工作曲线如图4，MOS管Q2与MOS管Q1的驱动不是互补的，MOS管Q2在MOS管Q1导通前开通一小段时间，然后再开通MOS管Q1。该实施例高压输出变换器的工作过程如下：
[0028] 阶段一：在t0-t1阶段，MOS管Q1导通，MOS管Q2截止，二极管D1截止，二极管D2截止，二极管D3导通。该阶段变压器激磁，原边电流上升，变压器同名端电压为正，异名端电压为负，电容C1、变压器TX1副边绕组S2以及电容C2串联为输出负载提供电流；
[0029] 阶段二：在t1-t2阶段，MOS管Q1截止，MOS管Q2截止，二极管D1导通，二极管D2导通，二极管D3截止。该阶励磁电流下降，MOS管Q1的Vds被电容C4箝位，励磁电流为电容C1和电容C2充电。当励磁电流下降到0，副边二极管全部截止，该阶段结束。
[0030] 阶段三：在t2-t3阶段，MOS管Q1截止，MOS管Q2截止，二极管D1截止，二极管D2截止，二极管D3截止。在该阶段，励磁电感与MOS管的寄生电容发送振荡，MOS管Q1的Vds为振荡状态。在该阶段，原边电流维持在0附近小幅度振荡。
[0031] 阶段四：在t3-t4阶段，MOS管Q1截止，MOS管Q2导通，二极管D1截止，二极管D2截止，二极管D3截止。该阶段变压器反向激磁，变压器异名端电压为正，变压器原边电流由0变为负，为MOS管Q1的ZVS提供基础。
[0032] 从上面的工作过程可知，在MOS管Q1关断后，原边的电流没有一直下降，而是在第三阶段保持在0附件，因此可以有效降低变压器原边的电流有效值以及峰峰值，因此可以降低变压器的绕组损耗以及磁芯的损耗，使得在负载较轻时可以保持较低的功耗。
[0033] 因此，本发明高压输出变换器，可实现高压输出，并且可以吸收变压器漏感的能量，在全负载范围内保证主功率实现ZVS，有利于实现高频化，并且在半载轻载时通过非互补控制有效降低反向电流，以降低变换器损耗，使变换器一直处于低功耗状态。
[0034] 第二实施例
[0035] 图5为本发明第二实施例高压输出变换器的电路原理图。其中，与第一实施例相比，由MOS管和电容构成的箝位电路不是连接到变压器的原边绕组上，而是连接在辅助绕组上。由于箝位管连接在了辅助绕组上，因此，它的源极电压就可以是固定的，不再需要自举驱动电路，可以采用常规的电路(例如图腾柱电路)进行驱动，简化驱动电路。
[0036] 该实施例的连接关系如下：
[0037] 输入正端与变压器TX1原边绕组P1的同名端电连接，变压器TX1原边绕组P1的异名端与MOS管Q1的漏极电连接，MOS管Q1的源极与输入负端电连接，变压器TX1副边绕组S1的异名端与二极管D1的阳极电连接，二极管D1的阴极与电容C1的正端电连接，电容C1的负端与变压器TX1副边绕组S1的同名端电连接，变压器TX1副边绕组S1的异名端还与电容C2的正端电连接，电容C2的负端与二极管D2的阳极电连接，二极管D2的阴极与变压器TX1副边绕组S1的同名端电连接，电容C1的正端还与二极管D3的阳极电连接，二极管D3的阴极与电容C3的正端电连接，电容C3的负端与电容C2的负端电连接，电容C3的正端与输出正端电连接，电容C3的负端还与输出负端电连接，变压器TX1的辅助绕组S2的同名端与电容C24的负端电连接，电容C24的正端与MOS管Q22的漏极电连接，MOS管Q22的源极与变压器TX1的辅助绕组S2的异名端电连接。
[0038] 该实施例高压输出变换器的工作过程与第一实施例相同，在此不再赘述。
[0039] 以上仅是本发明优选的实施方式，本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和
修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的
权利要求的保护范围内。此外，尽管本
说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。
