一种输入滤波方法及使用该方法的AC/DC开关变换器
阅读：1024发布：2020-07-30
专利汇可以提供一种输入滤波方法及使用该方法的AC/DC开关变换器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种输入滤波方法，适用于反激 电路 的AC/DC 开关 变换器，包括如下步骤，为 电压 检测控 制模 块 提供供电回路；为第一电容提供带开关管的输入滤波支路，由电压检测 控制模块 依 变压器 的 匝 比关系式设定第一电容的 母线 参考电压VL_ref，且母线参考电压VL_ref的取值低于母线电压峰值；当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制开关管导通，以为第一电容充电；当母线电压VL 二极管 构成的 电流 回路，向反激电路释放电量。相对于 现有技术 ，本 发明 能够减小开关变换器输入 电解 电容体积，同时改善开关变换器输入功率因数，提高产品低温性能。，下面是一种输入滤波方法及使用该方法的AC/DC开关变换器专利的具体信息内容。
1.一种输入滤波方法，适用于反激电路的AC/DC开关变换器，包括如下步骤，为电压检测控制模块提供供电回路；
为第一电容提供带开关管的输入滤波支路，由电压检测控制模块依变压器的匝比关系式设定第一电容的母线参考电压VL_ref，且母线参考电压VL_ref的取值低于母线电压峰值；
当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制开关管导通，以为第一电容充电；
当母线电压VL<母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制开关管关断，第一电容经反激电路的原边电路及开关管寄生的体二极管构成的电流回路，向反激电路释放电量。
2.根据权利要求1所述的输入滤波方法，其特征在于：在启动阶段，电压检测控制模块控制开关管工作于恒流区。
3.一种AC/DC开关变换器，包括整流电路、第一电容和反激电路，所述整流电路包括正输出端和负输出端，所述反激电路的原边电路包括变压器的第一原边绕组和第一N沟道MOS管，整流电路的正输出端与第一原边绕组的异名端连接，第一原边绕组的同名端与第一N沟道MOS管的漏极连接，第一N沟道MOS管的源极与整流电路的负输出端连接，其特征在于：还包括第一辅助电源、第二辅助电源、电压检测控制模块以及第一二极管和第二N沟道MOS管，所述第一辅助电源，是为第一电容提供低于母线电压峰值的充电回路；
所述第二辅助电源，是电压检测控制模块的供电回路；在启动阶段，使电压检测控制模块控制第二N沟道MOS管工作于恒流区；
所述电压检测控制模块，具有第一端、第二端、第三端和第四端，所述整流电路的正输出端与电压检测控制模块的第一端连接；电压检测控制模块的第二端与整流电路的负输出端连接；电压检测控制模块的第四端与第二辅助电源连接；
所述第一二极管、第二N沟道MOS管与第一电容形成输入滤波支路，其连接关系是，所述整流电路的正输出端与第一二极管D1的阴极连接，第一二极管的阳极分别连接第一电容的一端及第一辅助电源，第一电容的另一端与第二N沟道MOS管的漏极连接，第二N沟道MOS管的源极与整流电路的负输出端连接；第二N沟道MOS管的栅极与电压检测控制模块的第三端连接；
当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制第二N沟道MOS管导通，第一辅助电源为第一电容充电；
当母线电压VL<母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制第二N沟道MOS管关断，第一电容经第一二极管、反激电路的原边电路及第二N沟道MOS管漏源极间寄生的体二极管构成的电流回路，向反激电路释放电量。
4.根据权利要求3所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：所述第一辅助电源，由第一电阻、第二二极管、第二电容和第二原边绕组组成，其连接关系是，所述第一电容的一端与第一电阻的一端连接，第一电阻的另一端分别连接第二二极管的阴极及第二电容的一端，第二二极管的阳极与第二原边绕组的同名端连接，第二电容的另一端与第二原边绕组的异名端连接，第二原边绕组的异名端还与整流电路的负输出端连接；其中，当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，第二原边绕组提供的电流，经第二二极管、第一电阻后，为第一电容充电。
5.根据权利要求3所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：所述第一辅助电源，由恒流源、第二二极管和第二原边绕组组成，其连接关系是，所述第一电容的一端通过恒流源与第二二极管的阴极连接，第二二极管阳极与第二原边绕组的同名端连接，第二原边绕组的异名端与整流电路的负输出端连接；其中，当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，第一辅助电源通过恒流源，为第一电容充电。
6.根据权利要求3所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：所述第一二极管、第二N沟道MOS管与第一电容形成的输入滤波支路，由第一二极管、NPN型三极管、P沟道MOS管、第二电阻、第三电阻与第一电容形成的输入滤波支路代替，其连接关系是，所述整流电路的正输出端与第一二极管的阴极连接，第一二极管的阳极分别连接第一电容的一端及P沟道MOS管的漏极，第一电容的另一端与整流电路的负输出端连接；P沟道MOS管的源极与第一辅助电源连接；P沟道MOS管的栅极通过第三电阻与NPN型三极管的集电极连接，NPN型三极管的发射极与整流电路的负输出端连接；NPN型三极管的基极与电压检测控制模块的第三端连接；第二电阻并联于P沟道MOS管的源极与栅极之间。
7.根据权利要求3-6中任一所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：所述第二辅助电源，由第三二极管、第三电容和第三原边绕组组成，其连接关系是，所述电压检测控制模块的第四端分别连接第三二极管的阴极及第三电容的一端，第三二极管的阳极与第三原边绕组的同名端连接，第三电容的另一端与第三原边绕组的异名端连接，第三原边绕组的异名端还与整流电路的负输出端连接。
8.根据权利要求7所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：所述电压检测控制模块，包括第四电阻、第五电阻、第六电阻，比较器、基准电压源，所述基准电压源具有参考端、阴极和阳极，其连接关系是，第四电阻的一端与第五电阻的一端串联后的公共节点连接至比较器U2同相输入端，第四电阻的另一端引出为电压检测控制模块的第一端，第五电阻的另一端引出为电压检测控制模块的第二端；第五电阻的另一端还与基准电压源的阳极连接，基准电压源的参考端与基准电压源的阴极连接，基准电压源的阴极分别连接第六电阻的一端及比较器的反相输入端，第六电阻的另一端引出为电压监测控制电路的第四端，比较器的电源供电引脚VDD连接至电压检测控制模块的第四端，比较器的输出端引出为电压检测控制模块的第三端。
9.根据权利要求8所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：所述基准电压源为TL431、LM317或齐纳二极管。
10.根据权利要求7所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：还包括漏感吸收电路，所述漏感吸收电路包括第四二极管、第七电阻、第四电容，其连接关系是，第四电容与第七电阻并联后一端接至第一原边绕组的异名端，另一端接至第四二极管的阴极，第四二极管的阳极接至第一原边绕组的同名端。
11.根据权利要求8所述的AC/DC开关变换器，其特征在于：还包括漏感吸收电路，所述漏感吸收电路包括第四二极管、第七电阻、第四电容，其连接关系是，第四电容与第七电阻并联后一端接至第一原边绕组的异名端，另一端接至第四二极管的阴极，第四二极管的阳极接至第一原边绕组的同名端。
一种输入滤波方法及使用该方法的AC/DC开关变换器
技术领域
背景技术
[0002] 工业与民用都经常需要把各种电网交流电压变成直流，开关变换器是一种常见的把交流电网转变为直流电的设备，广泛应用于工控、电力、家用电器等各个行业领域，而电解电容作为开关变换器常用的储能、滤波电子元件则必不可少。
[0003] 在实际电路中，电解电容位置不同，其作用也有所差异，对于输入母线电容而言，其主要的作用是抑制工频纹波，图2中为常见AC/DC变换器输入侧整流、滤波电路结构，图2为经整流后输入电压、输入电流波形。经整流、滤波后开关变换器输入电压为脉动的直流电，整流滤波后的电压含有一定的工频纹波，该纹波的幅值远小于整流桥后未处理的输出电压纹波，也就是说该电容起到了抑制工频纹波的作用。
[0004] 众所周知，开关变换器越来越追求高效率、小体积，而开关变换器实际使用的电解电容体积与其耐压、容量成正比，对于常见的全输入电压范围AC/DC产品，输入母线电容耐压通常选用400V甚至450V，所选的电解电容体积较大，特别是在中、小功率产品应用领域，输入电解电容电容的体积占产品体积的1/4以上，严格的限制了减小开关变换器体积。因此，对于全输入电压范围AC/DC开关变换器，减小其输入电容容量是减小开关变换器体积的直接途径。
[0005] 实验测试表明，电解电容的容量随着环境温度的降低而减小，表1选取了某品牌几种不同型号电解电容进行温度、电容容量关系进行测试。
[0006] 表1.电容容量与环境温度的关系
[0007]
[0008] 理论计算表明，对于全输入电压范围AC/DC开关变换器，其整流后输入母线电压最小值与输入电解电容容量有关，以输出功率5W的开关变换器为例，使用数学软件计算整流后输入母线电压最小值与所选电解电容容量的关系，计算结果如图1所示。
[0009] 分析图1可得，一味的减小输入电解电容容量，会导致输入电压过零，也就是说当输入电容减小到一定值以后，电解电容在所处电路中不能起滤波、储能的作用，进而引起产品低温启机异常，低温下不能稳态工作等问题。
[0010] 同样，减小输入电解电容容量后会导致输入电容温升增加，以5W某品牌的AC/DC产品为例，将其输入电解电容由15uF降低为10uF，在常温密闭的试验箱进行温升测试，测试结果表明同等条件下后者温升比前者高2℃以上。
[0011] 另外，开关变换器所选输入电容品牌直接关乎产品的整机性能，对于一些性能较好的电容系列，如常见的日系电容均没有小容值高耐压的电解电容，一些国产的小品牌电容厂商虽然有小容值的高压电解电容在售，但质量难以有保证，正因为如此，全球对如何减小开关变换器输入电容体积的研究日益加强。
[0012] 如专利公开号为CN102857126A的《功率转换器的控制电路》中国专利公开说明书示出了一种减小输入电解电容体积的变频控制技术，该技术特点如下：1.采用工作模式切换的控制方式，输入母线电压较高时，变换器工作于DCM/BCM模式；输入母线电压较低时，电路工作于开环的连续模式，实现能量的完全传输。2.采用输入电压前馈、变频的控制策略，当输入电压下降到一定值时启动电压前馈功能，输入电压越低振荡器的充放电电流越大，工作频率越高。该技术缺陷明显：1.低压开环工作模式的控制策略输出电压一切扰动均是无响应能力；2.增加电压前馈后使得开关频率上升，同时占空比增加，强迫电路进入连续工作模式，促使原边能量传递至负载侧，而实际上此时的电压增益与频率无关。
[0013] 而其它的减小AC/DC开关变换器输入电容容量的技术，都存在一些问题，如专利公开号为US20100014326A1的《MEANS OF ELIMINATING ELECTROLYTIC CAPACITOR AS THE ENERGY IN THE SINGLE PHASE AD/DC TWO-STAGE CONVERTER》美国专利公开说明书示出了一种两级式的PFC+DC/DC电路架构，此种电路方案多用于LED驱动领域。显著缺点有：1.该方案用于中小功率领域电路成本过高，性价比差；2.输出电压精度低，输出纹波大。专利号为JP2011223840A日本专利公开说明书示出了一种整流输出母线电压移相技术，通过对电网整流后输出的母线电压进行移相来避免母线电压过零，该技术明显缺陷有：1.控制开关始始终工作于硬状态，损耗大、效率低；2.对输入电容容量的减小作用有限，同时，该母线电容仍需采用高耐压的电解电容，对减小输入电容的体积作用不大。
发明内容
[0014] 有鉴如此，为了克服上述减小输入电解电容容量带来的缺陷，本发明提供一种能在低输入母线电压时输入电容进行补偿的输入滤波方法，能够减小开关变换器输入电解电容体积，同时改善开关变换器输入功率因数，提高产品低温性能，且电路结构简单、易于生产的实现。
[0015] 与此相应，本发明还提供一种能在低输入母线电压时输入电容进行补偿的AC/DC开关变换器，能够减小开关变换器输入电解电容体积，同时改善开关变换器输入功率因数，提高产品低温性能，且电路结构简单、易于生产的实现。
[0016] 就方法而言，本发明目的是这样实现的，一种输入滤波方法，适用于反激电路的AC/DC开关变换器，包括如下步骤，为电压检测控制模块提供供电回路；为第一电容提供带开关管的输入滤波支路，由电压检测控制模块依变压器的匝比关系式设定第一电容的母线参考电压VL_ref，且母线参考电压VL_ref的取值低于母线电压峰值；当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制开关管导通，以为第一电容充电；当母线电压VL<母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制开关管关断，第一电容经反激电路的原边电路及开关管寄生的体二极管构成的电流回路，向反激电路释放电量。
[0017] 优选地，在启动阶段，电压检测控制模块控制开关管工作于恒流区。
[0018] 就电路而言，本发明目的是这样实现的，一种减小AC/DC输入电解电容体积的AC/DC开关变换器，采用反激电路为主功率拓扑，包括整流电路、第一电容和反激电路，所述整流电路包括正输出端和负输出端，所述反激电路的原边电路包括变压器的第一原边绕组和第一N沟道MOS管，整流电路的正输出端与第一原边绕组的异名端连接，第一原边绕组的同名端与第一N沟道MOS管的漏极连接，第一N沟道MOS管的源极与整流电路的负输出端连接，其特征在于：还包括第一辅助电源、第二辅助电源、电压检测控制模块以及第一二极管D1和第二N沟道MOS管，所述第一辅助电源，是为第一电容C1提供低于母线电压峰值的充电回路；所述第二辅助电源，是电压检测控制模块的供电回路；在启动阶段，使电压检测控制模块控制第二N沟道MOS管工作于恒流区；所述电压检测控制模块102，具有第一端、第二端、第三端和第四端，所述整流电路的正输出端与电压检测控制模块的第一端连接；电压检测控制模块的第二端与整流电路的负输出端连接；电压检测控制模块的第四端与第二辅助电源连接；所述第一二极管D1、第二N沟道MOS管Q2与第一电容形成输入滤波支路，其连接关系是，所述整流电路的正输出端与第一二极管D1的阴极连接，第一二极管D1的阳极分别连接第一电容的一端及第一辅助电源，第一电容的另一端与第二N沟道MOS管的漏极连接，第二N沟道MOS管的源极与整流电路的负输出端连接；第二N沟道MOS管的栅极与电压检测控制模块的第三端连接；当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块102控制第二N沟道MOS管导通，第一辅助电源为第一电容C1充电；当母线电压VL<母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块102控制第二N沟道MOS管关断，第一电容C1经第一二极管D1、反激电路的原边电路及第二N沟道MOS管漏源极间寄生的体二极管构成的电流回路，向反激电路释放电量。
[0019] 优选地，所述第一辅助电源，由第一电阻R1、第二二极管D2、第二电容C2和第二原边绕组Np2组成，其连接关系是，所述第一电容C1的一端与第一电阻R1的一端连接，第一电阻R1的另一端分别连接第二二极管D2的阴极及第二电容C2的一端，第二二极管D2的阳极与第二原边绕组Np2的同名端连接，第二电容C2的另一端与第二原边绕组Np2的异名端连接，第二原边绕组Np2的异名端还与整流电路的负输出端连接；其中，当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，第二原边绕组Np2提供的电流，经第二二极管D2、第一电阻R1后，为第一电容C1充电。
[0020] 优选地，所述第一辅助电源，由恒流源IS1、第二二极管D2和第二原边绕组Np2组成，其连接关系是，所述第一电容C1的一端通过恒流源IS1与第二二极管D2的阴极连接，第二二极管D2阳极与第二原边绕组NP2的同名端连接，第二原边绕组NP2的异名端与整流电路的负输出端连接；其中，当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，第一辅助电源通过恒流源，为第一电容C1充电。
[0021] 优选地，所述第一二极管D1、第二N沟道MOS管Q2与第一电容C1形成的输入滤波支路，由第一二极管D1、NPN型三极管Q3、P沟道MOS管Q4、第二电阻R2、第三电阻R3与第一电容C1形成的输入滤波支路代替，其连接关系是，所述整流电路的正输出端与第一二极管D1的阴极连接，第一二极管D1的阳极分别连接第一电容C1的一端及P沟道MOS管Q4的漏极，第一电容C1的另一端与整流电路的负输出端连接；P沟道MOS管Q4的源极与第一辅助电源连接；P沟道MOS管Q4的栅极通过第三电阻R3与NPN型三极管Q3的集电极连接，NPN型三极管Q3的发射极与整流电路的负输出端连接；NPN型三极管Q3的基极与电压检测控制模块的第三端连接；第二电阻R2并联于P沟道MOS管Q1的源极与栅极之间。
[0022] 优选地，所述第二辅助电源，由第三二极管D3、第三电容C3和第三原边绕组NP3组成，其连接关系是，所述电压检测控制模块的第四端分别连接第三二极管D3的阴极及第三电容C3的一端，第三二极管D3的阳极与第三原边绕组Np3的同名端连接，第三电容C3的另一端与第三原边绕组Np3的异名端连接，第三原边绕组Np3的异名端还与整流电路的负输出端连接。
[0023] 优选地，所述电压检测控制模块，包括第四电阻R22、第五电阻R23、第六电阻R24，比较器U2、基准电压源U3，所述基准电压源U3具有参考端、阴极和阳极，其连接关系是，第四电阻R22的一端与第五电阻R23的一端串联后的公共节点连接至比较器U2同相输入端，第四电阻R22另一端引出为电压检测控制模块102第一端201，第五电阻R23的另一端引出为电压检测控制模块102的第二端202；第五电阻R23的另一端还与基准电压源U3的阳极连接，基准电压源U3的参考端与基准电压源U3的阴极连接，基准电压源U3的阴极分别连接第六电阻R24的一端及比较器U2的反相输入端，第六电阻R24的另一端引出为电压监测控制电路102的第四端204，比较器U2电源供电引脚VDD连接至电压检测控制模块102的第四端204，比较器U2的输出端引出为电压检测控制模块102的第三端203。所述基准电压源U3为TL431、LM317或齐纳二极管。
[0024] 优选地，AC/DC开关变换器，还包括漏感吸收电路104，所述漏感吸收电路包括第四二极管D4、第七电阻R7、第四电容C5，其连接关系是，第四电容C5与第七电阻R7并联后一端接至第一原边绕组NP1的异名端，另一端接至第四二极管D4的阴极，第四二极管D4的阳极接至第一原边绕组NP1的同名端。
[0025] 与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
[0026] (1)将输入高压电解电容更换为较低耐压的电解电容，通过输入电压检测控制技术，实现了在输入母线电压较低时该电解电容工作，构成输入滤波回路，输入母线电压较高时该电解电容不工作，不构成输入滤波回路，减小了输入电解电容体积；
[0027] (2)增大了输入电解电容容量，改善了产品的低温性能；
[0028] (3)抑制了产品启机瞬间输入浪涌电流；
[0029] (4)通过辅助绕组在变换器反激期间给输入电解电容充电，抑制了输入电流畸变，提高了开关变换器的功率因数；
[0031] 图1为软件计算整流后输入母线电压最小值与所选电解电容容量的关系图；
[0032] 图2为现有常见的反激式AC/DC开关变换器的电路原理图；
[0033] 图3为常见整流电路输出母线电压、电流波形图；
[0034] 图4为本发明第一实施例的AC/DC开关变换器的电路原理图；
[0035] 图5为本发明第一实施例的AC/DC开关变换器中电压检测控制模块的原理图；
[0037] 图7为本发明第二实施例的AC/DC开关变换器的电路原理图；
[0038] 图8为本发明第三实施例的AC/DC开关变换器的电路原理图。
具体实施方式
[0039] 为了更好地理解本发明相对于现有技术所作出的改进，在对本发明的三种具体实施方式进行详细说明之前，先对背景技术部分所提到的现有技术结合附图加以说明。
[0040] 图2示出了现有常见的AC/DC开关变换器的电路原理图，一种AC/DC开关变换器，包括整流电路101、滤波电容C0和反激电路105，整流电路101包括正输出端(图2中101标“+”的一端)和负输出端(图2中101标“—”的一端)，反激电路的原边电路包括变压器的原边绕组Np和N-MOS管Q01，整流电路的正输出端与原边绕组Np的异名端连接，原边绕组Np的同名端与N-MOS管Q01的漏极连接，N-MOS管Q01的源极与整流电路的负输出端连接。其中，N-MOS管是N沟道MOS管。
[0041] 遵循上述初始技术方案连接关系，整流电路把交流电整流成脉动直流电，当整流电路输出端不加滤波电容C0时脉动直流电压波形如图2中Vin所示，这是输入220V交流下的波形，其峰值电压为311V，若为50Hz的交流电，那么，图2中的周期T为20mS，脉动直流电的半波周期即为10mS；当整流电路输出端包含滤波电容C0时，整流电路输出脉动电流、脉动电压如图2中IL、VL所示。
[0042] 对于这种AC/DC开关变换器，一味的减小输入电解电容容量，会导致输入电压过零，也就是说当输入电容减小到一定值以后，电解电容在所处电路中不能起滤波、储能的作用，进而引起产品低温启机异常，低温下不能稳态工作等问题。虽然现有技术对此问题提供了几种改进方案，但不牺牲一个或多个其他参数的水平，就难以显著地减小输入电解电容容量。
[0043] 本发明的三种具体实施方式，就是针对现有技术中的AC/DC开关变换器不能在保持电容原有参数、性能的基础上显著地减小输入电解电容容量所作出的改进。本发明的基本改进思路是，为第一电容提供带开关管的输入滤波支路，由电压检测控制模块依变压器的匝比关系式设定第一电容的母线参考电压VL_ref，且母线参考电压VL_ref的取值低于母线电压峰值；当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制开关管导通，以为第一电容充电；当母线电压VL<母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块控制开关管关断，第一电容经反激电路的原边电路及开关管寄生的体二极管构成的电流回路，向反激电路释放电量；在启动阶段，使电压检测控制模块控制第二N沟道MOS管工作于恒流区，以具有软启动特性，并能够抑制输入滤波电路的电容C1浪涌电流，能够省去常见反激电路中的负温度系数的热敏电阻。
[0044] 据此思路，在现有AC/DC开关变换器的基础上，增设第一辅助电源、第二辅助电源、电压检测控制模块102以及二极管D1和N-MOS管Q2，其中，
[0045] 第一辅助电源，是为电容C1提供低于母线电压峰值的充电回路；
[0046] 第二辅助电源，是电压检测控制模块的供电回路；在启动阶段，使电压检测控制模块控制第二N沟道MOS管工作于恒流区，以具有软启动特性；
[0047] 电压检测控制模块102，具有第一端、第二端、第三端和第四端，整流电路的正输出端与电压检测控制模块的第一端连接；电压检测控制模块的第二端与整流电路的负输出端连接；电压检测控制模块的第四端与第二辅助电源连接；
[0048] 二极管D1、N-MOS管Q2与电容C1形成输入滤波支路，其连接关系是，整流电路的正输出端与二极管D1的阴极连接，二极管D1的阳极分别连接电容C1的一端及第一辅助电源，电容C1的另一端与N-MOS管Q2的漏极连接，N-MOS管Q2的源极与整流电路的负输出端连接；N-MOS管Q2的栅极与电压检测控制模块的第三端连接；当母线电压VL>母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块102控制N-MOS管Q2导通，第一辅助电源为电容C1充电；
[0049] 当母线电压VL<母线参考电压VL_ref时，电压检测控制模块102控制N-MOS管Q2关断，电容C1经二极管D1、反激电路105的原边电路及N-MOS管Q2漏源极间寄生的体二极管构成的电流回路，向反激电路105释放电量。
[0050] 本发明通过巧妙地对滤波电容的充、放电回路进行调整重组，以合理降低电路设计对输入电容C1的取值要求。下面分别对实现此设计思路的三种具体实施方式作出详细说明。
[0051] 第一实施例
[0052] 图4示出了本发明第一实施例的AC/DC开关变换器的原理框图，一种AC/DC开关变换器，包括：整流电路101、电压检测控制模块102、第一辅助电源、第二辅助电源、输入滤波电路103、漏感吸收电路104、反激电路，其中，整流电路101把交流电网输入电压整流成脉动直流电，包括正输出端(图4中整流电路101标“+”的一端)和负输出端(图4中整流电路101标“—”的一端)；电压检测控制模块102有第一端201、第二端202、第三端203、第四端204四个端子，第一端201接整流电路101的正输出端，第二端202接整流电路101的负输出端，第三端203用于输出PWM控制信号，连接N-MOS管Q2的栅极，第四端204为供电端，连接反激电路103第三原边绕组NP3整流输出端；
[0053] 反激电路的原边电路包括变压器T1和N-MOS管Q1，变压器T1包括原边绕组NP1；反激电路105的连接关系为：原边绕组NP1的异名端(图4中绕组NP1不带黑点的那一端)连接整流电路101的正输出端，原边绕组NP1的同名端(图4中原边绕组NP1带黑点的那一端)接N-MOS管Q1的漏极，N-MOS管Q1的源极连接整流电路101的负输出端；
[0054] 第一辅助电源由原边绕组NP2、二极管D2、电容C2、电阻R1组成，其中，电容C1的一端与电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端分别连接二极管D2的阴极及电容C2的一端，电容C2的另一端与原边绕组Np2的异名端连接，二极管D2的阳极与原边绕组Np2的同名端连接。特别的，第一辅助电源在N-MOS管Q2导通期间，给滤波电路103的电容C1充电。
[0055] 第二辅助电源由原边绕组NP3、二极管D3、电容C3组成，其中，电压检测控制模块102的第四端分别连接二极管D3的阴极及电容C3的一端，二极管D3的阳极与原边绕组Np3的同名端连接，电容C3的另一端与原边绕组Np3的异名端连接，原边绕组Np3的异名端还与整流电路的负输出端连接。
[0056] 副边绕组NS1、二极管D5，电容C4组成反激变换器输出端，副边绕组NS1的同名端连接二极管D5的阳极，二极管D5的阴极连接输出端正极，副边绕组NS1的异名端连接输出端负极，电容C4一端连接输出端正极，另一端连接输出端负极；
[0057] 输入滤波电路103包括电容C1、N-MOS管Q2、二极管D1，其中，整流电路101的正输出端与二极管D1的阴极连接，二极管D1的阳极分别连接电容C1的一端及第一辅助电源，电容C1的另一端与N-MOS管Q2的漏极连接，N-MOS管Q2的源极与整流电路的负输出端连接；N-MOS管Q2的栅极与电压检测控制模块102的第三端连接。
[0058] 漏感吸收电路104包括二极管D4、电阻R7、电容C5，其中，电容C5与电阻R7并联后一端接至原边绕组NP1的异名端，另一端接至二极管D4的阴极，二极管D4的阳极接至原边绕组NP1的同名端。
[0059] 图4示出了本发明第一实施例中电压检测控制模块102的原理框图：其中由点划线组成的外框为电压检测控制模块102，在框边缘，由圆圈内放上数字的为电压检测控制模块102的端子，圆圈内放上数字1表示第一端子201，圆圈内放上数字2表示第二端子202，以此类推；电压检测控制模块102包括电阻R22、R23、R24，比较器U2、基准电压源U3，此处基准电压源U3为TL431，基准电压源U3具有参考端、阴极和阳极，将其参考端与阴极相连后该公共节点与阳极之间的参考电平为2.5V，将该公共节点与比较器U2的反相输入端相连，TL431的阳极连接至电压检测控制模块102第二端子202，特别的，基准电压源U3可由LM317、齐纳二极管代替；
[0060] 电阻R22与电阻R23串联后的公共节点连接至比较器U2同相输入端，电阻R22另一端引出为电压检测控制模块102的第一端子201，电阻R23的另一端引出为电压检测控制模块102的第二端子202；电阻R23的另一端还与基准电压源U3的阳极连接；电阻R24的一端分别连接基准电压源U3的阴极及比较器U2的反相输入端，电阻R24的另一端引出为电压监测控制电路102的第四端子204，该公共节点连接至二极管D3的阴极，比较器U2电源供电引脚VDD连接至电压检测控制模块102的第四端子204，比较器U2输出控制信号至电压检测控制模块102的第三端子203并连接至N-MOS管Q2栅极。
[0061] 参见图4至图6，如图4所示为AC/DC开关变换器的电路原理图，图5所示为AC/DC开关变换器的电压检测控制模块的电路原理图，图6所示为AC/DC开关变换器的整流电路输出母线电压、电流及驱动信号PWM波形图，如下结合图4至图6，讲述一下工作原理。
[0062] 首次上电时，脉动直流电的正输出端向反激变换器103的控制器U1提供启动电流，控制器U1输出驱动信号控制N-MOS管Q1导通、关断，特别的，控制器U1在启动阶段输出软启动控制信号，当控制信号为高电平时N-MOS管Q1导通，反激变压器第一原边绕组NP1异名端为“+”，同名端为“-”；二极管D2、D3、D5反偏截止，原边绕组NP1正向激磁，储存能量；当PWM信号为低电平时Q1关断，绕组NP1同名端为“+”，异名端为“-”；二极管D2、D3、D5正向导通，设定二极管D5正向导通压降为VF1，(忽略二极管D2、D3的正向导通压降)，原边绕组NP1储存的能量通过绕组NP2、NP3、副边绕组NS1向各负载端释放，设定绕组NP1匝数为NP11，绕组NP2匝数为NP12，绕组NP2两端的耦合输出电压为VP12，绕组NP3匝数为NP13，绕组NP3两端的耦合输出电压为VP13，副边绕组NS1绕组匝数为NS1，对应的耦合输出电压为Vo；
[0063] 因此，原边绕组NP2两端的输出电压VP12与副边绕组NS1输出电压Vo之间的数学关系为：
[0064]
[0065] 同理，原边绕组NP3两端电压VP13与副边绕组NS1输出电压Vo之间的数学关系为：
[0066]
[0067] 特别的，设定整流电路101输出脉动直流电的正输出端(图4中整流电路101标“+”的一端)母线参考电压为VL_ref，VL_ref值远低于全输入范围内母线电压峰值，在实际电路参数设计时，使第一辅助供电电源输出电压VP12与母线参考电压VL_ref相等，即满足数学关系：
[0068] VP12＝VL_ref
[0069] 因为第一辅助供电电源输出电压VP12即为电容C1两端电压，所以，一旦设定VL_ref值，就可以根据VL_ref来选取相应参考电压VL_ref值的电容C1，电容C1耐压值不再受到整流电路101输出脉动直流电最高峰值电压的限制，能够选取低耐压、大容量、小体积的滤波电容C1，本发明实现的有益效果与现有技术存在明显区别。
[0070] 进一步的，设定电压检测控制模块102中比较器U2的基准电压值为Vref1，则母线参考电压VL_ref与电阻R2、R3、基准电压为Vref1之间的数学关系为：
[0071]
[0072] 根据上述数学关系，设计相应的R2、R3参数。
[0073] 设定整流电路101输出脉动直流电的正输出端(图4中整流电路101标“+”的一端)输出母线电压为VL，设定输入滤波电路103的N-MOS管Q2栅源极开启阈值电压为Vth，N-MOS管Q2栅源极间驱动电压记为Vgs_1，N-MOS管Q2漏源极间电压记为Vds_1，设定电压检测控制模块102中比较器U2的同相输入端电压为Vcom。
[0074] 特别的，在软启动阶段：当VL>VL_ref时，Vcom>Vref1，比较器U2输出高电平信号，驱动N-MOS管Q2导通；此阶段，二极管D1反偏截止，原边绕组NP3两端电压VP13由0V开始逐渐升高，最高值为VL_ref，比较器U2的电源电压VDD及其输出的驱动电平信号幅值同样由0V逐渐升高，当N-MOS管Q2驱动电平信号幅值满足条件Vgs_1>Vth，Vds_1>Vgs_1-Vth时，N-MOS管Q2工作于恒流区，MOS管工作原理可以参见高等教育出版社的《模拟电子技术基础》第42页、43页，该书ISBN号978-7-04-018922-3，N-MOS管Q2工作于恒流区时能够抑制输入滤波电路104的电容C1浪涌电流，能够省去常见反激电路中的负温度系数的热敏电阻，降低了电路成本，同时，通过辅助绕组NP2构成的辅助电源在输入母线电压较高时给输入电容C1充电，此种控制方式降低了输入母线电流畸变，提高了电路的功率因数；
[0075] 当VL
[0076] 当反激电路105副边绕组NS1负载电压Vo建立时，原边绕组NP2两端电压VP12与第一副边绕组NS1输出电压Vo之间满足数学关系：
[0077]
[0078] 原边绕组NP3两端电压VP13与第一副边绕组NS1输出电压Vo之间满足数学关系：
[0079]
[0080] 此时，开关变换器进入稳定工作状态，VP12＝VL_ref，VDD＝VP13；
[0081] 稳态阶段电路工作原理：当VL>VL_ref时，Vcom>Vref1，比较器U2输出高电平信号，驱动N-MOS管Q2导通，此阶段电路的工作原理与启动阶段工作原理相同，不同点在于稳态阶段N-MOS管Q2栅极驱动电平幅值提高，此阶段有Vgs_1>Vth，Vds_1<＝Vgs_1—Vth，N-MOS管Q2工作于可变电阻区，MOS管工作原理可以参见高等教育出版社的《模拟电子技术基础》第42页、43页，该书ISBN号978-7-04-018922-3，N-MOS管Q2工作于可变电阻区时导通电阻较小，导通损耗低，提高了开关变换器效率。
[0082] 当VL
[0083] 这种控制方法的优点显而易见：启动阶段N-MOS管Q2工作于恒流区时能够抑制输入滤波电路104的电容C1浪涌电流，能够省去常见反激电路中的负温度系数的热敏电阻，降低了电路成本；电路稳态工作时N-MOS管Q2工作于可变电阻区，降低了N-MOS管Q2的导通损耗，提高了开关变换器效率；通过辅助绕组NP2构成的辅助电源在输入母线电压较高时给输入电容C1充电，此种控制方式降低了输入母线电流畸变，提高了电路的功率因数；低压大容量的电解电容C1低温特性好、C1两端电压纹波较低，能够保证反激电路105在交流输入电压过零点附近稳态工作，提高了样机的低温特性。
[0084] 以某品牌全电压范围输入，输出电压为24V，输出功率为5W的AC/DC开关变换器为例(样品一、二采用图2所示的输入滤波电路，主功率电路为反激式拓扑结构)与本方案样机(与样品一、二输入，输出规格相同，采用图4所示输入滤波电路，主功率电路为反激式拓扑结构)进行测试对比，低温测试在高低温箱(品牌为爱斯佩克，型号为MC-711)中进行，输入交流电压为低压85VAC(电压源品牌为EXTECH，型号为6920)，电子负载(品牌为深圳中仪通，型号为IT8115)。
[0085] 表2.现有产品与本方案测试结果
[0086]
[0087] 根据表2样机测试结果可得采用本方案后输入电解电容的体积与现有产品相比减小了一半以上，并且在-40℃测试环境中仍能正常启机、稳态工作，优势明显。
[0088] 以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
[0089] 第二实施例
[0090] 图7示出了本发明第二实施例的AC/DC开关变换器的电路原理图，一种AC/DC开关变换器，与第一实施例的区别在于：由原边绕组NP2、二极管D2、电容C2、电阻R1组成的第一辅助电源的电路结构发生改变。图7所示第二实施例中，第一辅助电源由整流二极管D2、恒流源IS1组成，其中，原边绕组NP2同名端连接二极管D2阳极，D2的阴极通过恒流源IS1与滤波电路103的电容C1一端相连，原边绕组NP2的异名端与连接至电容C1的另一端；反激电路105其他电路结构如原边绕组NP1、NP3、副边绕组NS1、整流电路101、电压检测控制模块102、滤波电路103、漏感吸收电路104、反激电路PWM控制器U1与实施例1完全一样。
[0091] 结合第二实施例的电路结构，其电压检测控制模块102、滤波电路103、反激电路105的工作原理与第一实施例相同，此处不再赘述；
[0092] 不同之处在于滤波电路103的电容C1充电方式在第二实施例中变为通过恒流源Is给电容C1充电，恒流充电方式能够抑制电容C1充电电流发生畸变，减小了电容C1两端的纹波电流，进一步提高电容C1的寿命，做出上述改进后，第二实施例实用效果显而易见。
[0093] 第三实施例
[0094] 图8示出了本发明第三实施例的AC/DC开关变换器的电路原理图，一种AC/DC开关变换器，与第一、二实施例的区别在于：输入滤波电路103的电路结构发生改变，下文将详述改进后输入滤波电路103的连接关系。其他分支电路如整流电路101、电压检测控制模块102、漏感吸收电路104、反激电路105的电路结构如原边绕组NP1、NP2、NP3、副边绕组NS1、PWM控制器U1与实施例1电路连接关系完全一样。
[0095] 如图8所示第三实施例中，输入滤波电路103包括电容C1、P-MOS管Q4、二极管D1、电阻R2、R3、NPN型三极管Q3；电容C1的一端与二极管D1阳极相连，P-MOS管Q4漏极连接至电容C1、二极管D1的公共节点，二极管D1的阴极连接整流电路101的正输出端，电容C1的另一端连接至整流电路101的负输出端，三极管Q3基极连接至电压检测控制模块102的第三端子203，三极管Q3的集电极通过电阻R3连接至P-MOS管Q4的栅极，电阻R2一端与P-MOS管Q4漏极相连，该公共节点与第一辅助电源相连，电阻R2的另一端与P-MOS管Q4栅极相连，三极管Q3发射极连接至整流电路101的负输出端。
[0096] 结合第三实施例的电路结构，其中电压检测控制模块102、滤波电路103、反激电路105的工作原理与第一实施例相同，此处不再赘述；
[0097] 不同之处在于当输入母线电压VL低于设定的母线参考电压VL_ref时，P-MOS管Q4关断，由原边绕组NP2、二极管D2、电容C2、电阻R1组成第一辅助供电电源在此期间不再给滤波电路103电容C1充电；
[0098] 与第一实施例相比这种电路结构的优点在于：当输入母线电压VL低于设定的母线参考电压VL_ref时，原边绕组NP2与副边绕组NS1、完全去耦合，能够防止反激电路105副边输出电压被原边钳位，造成副边绕组NS1输出纹波较大，做出上述改进后，第三实施例实用效果显而易见。
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