技术领域
[0001] 本
发明涉及电
力电子技术领域，具体涉及一种电源变换电路及其驱动控制电路。
背景技术
[0002] 在交直流变换(AC/DC)电路中，为了减少电路对
电网的污染，需要其输入
电流波形为正弦，并且和接入电网
电压同
相位，以达到低总谐波失真(Total Harmonic Distortion)THD和高功率因数(PF)的要求。这种高PF的电路可称为带功率因数校正(PFC)的电路。
[0003] 以反激式变换电路为例，高功率因数临界导通模式的反激式变换电路一般采用峰值电流控制，或者恒定导通时间(COT)控制。峰值电流控制方法的本质也属于恒定导通时间控
制模式，下面以峰值电流控制举例说明。
[0004] 如图1所示的反激式变换电路包括反激式功率级电路和驱动控制电路，所述的驱动控制电路用以控制反激式功率级电路的MOS的导通状态，驱动控制电路是一种常用峰值电流控制电路，使得反激式变换电路电路工作于临界导通模式。临界导通模式即
变压器或电感电流下降到0之后，则控制MOS导通。临界导通模式可以降低MOS的开通损耗，从而有效提高系统效率。
[0005] 图1中的驱动控制电路采用乘法器来做PFC的具体方法为：驱动控制电路的输入
采样电路采样输入电压
信号，同时将输入电压采样信号与补偿信号COMP相乘，得到指令信号。由于控制系统的带宽远低于电网
频率，所以COMP的变化频率远低于输入电压频率(电网频率)，在一个电网周期(也称为工频周期)内，可以认为COMP电压基本不变，因此该指令信号为正弦，且和电网电压同相。由于电路工作在临界导通模式，MOS管导通时，其电流从0上升，采样
电阻采样流过MOS管电流，当采样电流信号SNP等于指令信号时，控制MOS管关断。因此，MOS管电流的峰值IPEAK的包络线为正弦，并且和输入电压同相位。
[0006] 如图2所示，示意了输入电压Vin波形、续流
二极管电流iD波形、MOS管M2的电流iMOS波形及其
门极GATE的波形。MOS管M2的电流的平均值即为输入电流。MOS管M2的峰值电流IPEAK和输入电压Vin，励磁电感LM及导通时间TON的关系为：Vin＝LM*IPEAK/TON。输入平均电流iin和MOS管M2的峰值电流IPEAK和占空比D之间的关系为：iin＝IPEAK*D/2。其中，占空比D＝TON/T，T为
开关周期。因此，可以得到输入电流iin和输入电压Vin，励磁电感LM，导通时间TON，开关周期T之间的关系为iin＝Vin*D*TON/(2*LM)。TON根据
正弦波峰值，可以导出TON＝LM*IPEAK/VPEAK，其中，VPEAK为输入电压Vin的峰值；D＝n*Vo/(Vin+n*Vo)，其中n为变压器TR1的原副边
匝比，Vo为
输出电压。
[0007] 在以上
现有技术当中，由于占空比是随电网电压变化的量。当输入电压高的时候，占空比D小，而输入电压低的时候，占空比D大，所以输入电流并不是标准正弦的，因此输入电流的仍存在总谐波失真(THD)，输入电流的波形还存在进一步优化的空间。
发明内容
[0008] 有鉴于此，本发明的目的在于提供一种电源变换电路及其驱动控制电路，用以解决现有技术存在的谐波失真的技术问题。
[0009] 本发明的技术解决方案是，提供一种以下结构的电源变换电路，包括功率级电路和驱动控制电路，所述的功率级电路为反激式电路或升降压型电路，所述的反激式电路或升降压型电路中包括有主功率开关管，所述驱动控制电路用于控制主功率开关管的开关状态；其特征在于：
[0010] 所述的驱动控制电路通过斜坡信号与参考信号进行比较，用以产生关断主功率开关管的关断信号，所述的斜坡信号在主功率开关管导通时刻自零线性上升，达到所述参考信号时，主功率开关管关断；所述参考信号，与电源变换器的补偿信号与主功率开关管占空比的比值，成正比例关系。
[0011] 优选地，所述的补偿信号由电源变换器的输出电压或输出电流与相应基准信号经运放后得到，用以表征二者的误差。
[0012] 优选地，所述的驱动控制电路包括斜坡信号产生电路，所述的斜坡信号产生电路包括电流源、电容和开关，所述的电流源对所述电容充电，所述的电容与开关并联，所述电容与开关的其中一个公共端接地，另一个公共端作为输出端输出斜坡信号。
[0013] 优选地，所述的电流源由电流源转换电路产生，所述的电流源转换电路接收一电压，所述的电压经电流源转换电路，将其转化为所述电流源；所述的电流源转换电路为跨导
放大器。
[0014] 优选地，所述的驱动控制电路还包括参考信号产生电路，所述参考信号产生电路为除法电路，所述的参考信号产生电路接收表征所述补偿信号的信号和表征所述占空比的信号，经过运算，得到表征所述补偿信号与所述占空比之比值的参考信号。
[0015] 优选地，所述的参考信号产生电路接收所述的补偿信号和用以控制主功率开关管开关状态的PWM信号，输出所述的参考信号。
[0016] 优选地，所述的参考信号产生电路包括
运算放大器和开关电路，所述的运算放大器的第一输入端接收所述的补偿信号，所述的运算放大器的第二输入端与其输出端之间
串联一电容，所述的开关电路包括相互串联第一开关和第二开关，所述第一开关的另一端与运算放大器的输出端连接，所述第二开关的另一端接地，所述第一开关和第二开关的公共端与运算放大器的第二输入端之间串联第一电阻。
[0017] 优选地，所述的第一开关的控制端接入所述PWM信号，将所述PWM信号取反后作为所述第二开关的
控制信号。
[0018] 优选地，所述的参考信号产生电路包括第一电流转换电路、第二电流转换电路和运算放大器，所述的第一电流转换电路与所述运算放大器的第一输入端连接，所述的第二电流转换电路与所述运算放大器的第二输入端连接，运算放大器的输出端与电流
调节管的控制端连接，所述的电流调节管接入所述的第一电流转换电路，通过控制电流调节管调节第一电流转换电路的电流，以使得所述运算放大器的两个输入端的电压相等。
[0019] 优选地，所述的第一电流转换电路接收第一电流源，所述的第一电流源与所述占空比成正比例关系；所述的第二电流转换电路接收第二电流源和第三电流源，所述的第二电流源和第三电流源的其中一个与所述补偿信号成正比例关系，则另外一个为恒流源。
[0020] 优选地，所述的第一电流转换电路与第二电流转换电路分别由两个
三极管连接而成，所述两个三极管的集
电极相互连接，其中一个三极管的基极与另一三极管的发射极连接，该另一三极管的基极与另一电流转换电路的相应三极管的基极连接；第一电流转换电路和第二电流转换电路两个三极管的发射极的公共端分别接入运算放大器的两个输入端，所述运算放大器的输出端与其中一个电流转换电路的所述该另一三极管的发射极之间经电流调节管连接。
[0021] 本发明的另一技术解决方案是，提供一种以下电路结构的驱动控制电路，包括斜坡信号产生电路和参考信号产生电路，所述的斜坡信号产生电路产生斜坡信号，所述的参考信号产生电路产生参考信号，通过斜坡信号与参考信号进行比较，用以产生关断主功率开关管的关断信号，所述的斜坡信号在主功率开关管导通时刻自零线性上升，达到所述参考信号时，主功率开关管关断；所述参考信号，与电源变换器的补偿信号与主功率开关管占空比的比值，成正比例关系。
[0022] 采用本发明的电路结构，与现有技术相比，具有以下优点：由于现有技术所存在的因输入电压变化引起占空比变化，使得输入电流与输入电压的相位不一致，导致存在谐波失真的现象；本发明鉴于上述状况，在驱动控制电路中，在参考信号中引入了占空比这一参数，即所述的参考信号考虑了占空比的变化，在输入电流的计算中，该占空比参数会被抵消，因此占空比的变化不再影响输入电流，使得输入电压与输入电流成正比，达到了消除占空比所引起的总谐波失真现象的技术效果。
附图说明
[0023] 图1为采用现有技术驱动控制电路的反激式变换器的电路结构图；
[0024] 图2为图1现有技术的工作波形图；
[0025] 图3为本发明用于电源变换电路的驱动控制电路的电路结构图；
[0026] 图4为反馈补偿电路的结构示意图；
[0027] 图5为图3的工作波形图；
[0028] 图6为本发明的参考信号产生电路的另一种
实施例。
具体实施方式
[0029] 以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、
修改、等效方法以及方案。
[0030] 为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
[0031] 在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
[0032] 参考图3所示，示意了驱动控制电路的一个实施例的具体电路图，该驱动控制电路可用于反激式变换电路(Flyback)、升降压型变换电路(Buck-Boost)等拓扑结构的
开关电源。虽然，背景技术以反激式变换电路所存在的技术问题作了具体说明，但只是为了阐述技术问题的需要而作的举例说明，不能构成对本发明应用的限制。
[0033] 本发明的电源变换电路包括功率级电路和驱动控制电路，所述的功率级电路是指相应电源变换的基本拓扑结构，例如，反激式，升降压型等。所述的功率级电路包括主功率开关管，采用驱动控制电路控制主功率开关管的通断，以实现电源转换。
[0034] 本发明的关键在于，对驱动控制电路的改进。所述的驱动控制电路通过斜坡信号Vrp与参考信号Vref进行比较，用以产生关断主功率开关管的关断信号，所述的斜坡信号Vrp在主功率开关管导通时刻自零线性上升，达到所述参考信号时，主功率开关管关断，且斜坡信号瞬时降至零(在下一次导通之前降至零均可，该处只是据图提出了一种方式)；所述参考信号Vref，与电源变换器的补偿信号COMP与主功率开关管占空比D的比值，成正比例关系。
[0035] 所述的补偿信号COMP由电源变换器的输出电压或输出电流(一般通过相应的采样信号来表征)与相应基准信号经运放后得到，用以表征二者的误差，详见图4所示。
[0036] 所述的驱动控制电路包括斜坡信号产生电路和参考信号产生电路，所述的斜坡信号产生电路包括电流源、电容Crp和开关SW3，所述的电流源对所述电容Crp充电，所述的电容Crp与开关SW3并联，所述电容Crp与开关SW3的其中一个公共端接地，另一个公共端作为输出端输出斜坡信号Vrp。
[0037] 所述的电流源由电流源转换电路产生，本实施例中，采用
跨导放大器U3作为电流源转换电路，跨导放大器U3的增益为Gm，所述的跨导放大器U3接收恒定电压Vst，所述的恒定电压Vst经跨导放大器U3，将其转化为所述电流源，该电流源的电流为I＝Vst*Gm，Vrp＝Vst*Gm*t/Crp。以上实现中，U3所接收的电压为非恒压的情况，即该电压也可以为变化的电压，同样能实施，并达到相应的技术效果。原因在于，但是该电压变化的速度远慢于开关速度，对于开关来说，是一个固定的电压。
[0038] Vrp达到参考信号Vref时，主功率开关管的导通时间结束并关断，因Vref＝k(COMP/D)，则有Vst*Gm*Ton/Crp＝k(COMP/D)，Ton*D＝kCrp*COMP/(Vst*Gm)。以将本发明的驱动控制电路应用到反激式变换器为例，即功率级电路的拓扑结构为反激式，那么，iin＝Vin*D*Ton/(2*LM)，将Ton*D＝Crp*COMP/(Vst*Gm)代入上述公式，得到iin＝k Vin*Crp*COMP/(2*LM*Vst*Gm)。LM为原边电感的励磁电感。上述表达式中，Vst是一个固定电压，Gm为电压转电流模
块的跨导，都是常数。所以，输入电流iin和输入电压Vin成正比，当输入电压Vin是正弦时，输入电流iin也为正弦，有效地降低THD，提高PF。
[0039] 所述参考信号产生电路从计算或功能上来说，可以认为是除法电路，即实现了补偿信号COMP与主功率开关管占空比D的比值，得到的参考信号Vref引入了参数占空比D。当然，实现了这种计算，可以采用多个实施例，图3中，
申请人提出了一个实施例，[0040] 所述的参考信号产生电路包括运算放大器U1和开关电路，所述的运算放大器U1的第一输入端接收所述的补偿信号COMP(包括能够表征补偿信号COMP的信号)，所述的运算放大器U1的第二输入端(其电压用Va表示)与其输出端之间串联一电容C1，所述的开关电路包括相互串联第一开关SW1和第二开关SW2，所述第一开关SW1的另一端与运算放大器U1的输出端连接，所述第二开关SW2的另一端接地，所述第一开关SW1和第二开关SW2的公共端与运算放大器U1的第二输入端之间串联第一电阻R1。所述的第一开关SW1的控制端接入所述PWM信号，将所述PWM信号经
反相器U2取反后作为所述第二开关SW2的控制信号。
[0041] 主功率开关管一般采用MOS管，在MOS导通时，即PWM为高时，第一开关SW1导通，第二开关SW2关断，第一开关和第二开关的公共端Vb电压为运放U1的输出电压Vref；在MOS关断时，即PWM为低时，开关SW2导通，开关SW1关断，Vb电压为0。运放U1第二输入端Va的电压为Vb电压的平均值，即Vref*D，其中D为占空比，即Ton/T。由于Va＝COMP，则COMP＝Vref*D，即Vref＝COMP/D。
[0042] 采用上述实施例中的参考信号产生电路能够将参考信号Vref有效地和占空比关联起来，以便在输入电压和输入电流的关系中，消除占空比变化对二者相位的影响，使得二者成正比。
[0043] 参考图4所示，示意了反馈补偿电路的具体实施电路。所述的反馈补偿电路包括运算放大器U7，所述的运算放大器U7两个输入端分别接收表征输出电压或输出电流的采样信号FB和基准信号REF，从而得到补偿信号COMP，通常情况下，还可在运算放大器U7的输出端设置补偿电容，用以保持补偿信号COMP的
稳定性。此外，对于反馈补偿电路的电路，不限于图4中的实施方式，还可以采用跨导放大器等方式实现。
[0044] 参考图5所示，示意了斜坡信号Vrp和主功率开关管门极Gate的波形图，Gate本质上表征了PWM信号，同时表示导通时间以及占空比的信息。图中可知，斜坡信号Vrp在主功率开关管导通时刻，开始线性上升，当其达到参考信号Vref时，主功率开关管关断，且斜坡信号电压降低到0。如图3所示，斜坡信号Vrp和参考信号Vref分别输入比较器U4，由比较器输出相应的关断信号，并输入RS触发器U5的重置端，形成PWM信号的下降沿。而对于主功率开关管的开通，则并非本发明的必要技术特征，可以将主功率管的漏极信号与相应信号进行比较，从而触发主功率开关管导通，但不限于这一种形式。RS触发器U5输出PWM信号，并通过驱动电路U6输入至主功率开关管的控制端。
[0045] 参考图6示，为本发明参考信号产生电路的另一种实施例，所述的参考信号产生电路包括第一电流转换电路、第二电流转换电路和运算放大器，所述的第一电流转换电路与所述运算放大器的第一输入端连接，所述的第二电流转换电路与所述运算放大器的第二输入端连接，运算放大器的输出端与电流调节管的控制端连接，所述的电流调节管接入所述的第一电流转换电路，通过控制电流调节管调节第一电流转换电路的电流，以使得所述运算放大器的两个输入端的电压相等。
[0046] 所述的第一电流转换电路接收第一电流源，所述的第一电流源与所述占空比成正比例关系；所述的第二电流转换电路接收第二电流源和第三电流源，所述的第二电流源和第三电流源的其中一个与所述补偿信号成正比例关系，则另外一个为恒流源。
[0047] 所述的第一电流转换电路与第二电流转换电路分别由两个三极管连接而成，所述两个三极管的集电极相互连接，其中一个三极管的基极与另一三极管的发射极连接，该另一三极管的基极与另一电流转换电路的相应三极管的基极连接；第一电流转换电路和第二电流转换电路两个三极管的发射极的公共端分别接入运算放大器的两个输入端，所述运算放大器的输出端与其中一个电流转换电路的所述该另一三极管的发射极之间经电流调节管连接。
[0048] 以实际电路所使用的三极管和连接关系为例，第一电流转换电路包括三极管Q10和三极管Q11，流经两个管子的电流分别为i10和i11，三极管Q10三极管Q11集电极互连，并接收供电电压VD，电流源I10置在三极管Q10的发射极。同理，第二电流转换电路包括三极管Q12和三极管Q13，流经两个管子的电流分别为i12和i13，三极管Q12和三极管Q13的集电极互连，并接收电压VD，电流源I12和电流源I13设置在三极管Q12和三极管Q13的发射极，连接到相应电流源的所述发射极均接地。三极管Q10的发射极与运算放大器U8的第一输入端连接，三极管Q13的发射极与运算放大器U8的第二输入端连接。电流调节管M10串联在Q11的发射极，所述的运算放大器U8的输出端连接电流调节管M10的控制端。
[0049] 以上电路中的原理如下，I10*iout＝I12*I13。如果设置电流源I12的大小正比于COMP电压，即为COMP/R11，其中，R11为一固定等效阻抗。I13为一固定电流源，电流源I10的大小正比于占空比D，即D/R12，其中，R12为一固定等效阻抗。iout＝COMP/D*(I13*R12/R11)，其中，I13*R12/R11为一常数，iout即正比于COMP/D。电流iout流过电阻R10，得到电压Vout，则输出电压Vout正比于COMP/D。
[0050] 也可以设置电流源I13的大小正比于COMP电压，I12为一固定电流源。
[0051] 在三极管中，由于基极电流远小于集电极和发射极的电流，因此集电极电流近似等于发射极电流。即i10＝I10；i11＝iout；i12＝I12；i13＝I13。在三极管中，存在公式其中ic为集电极电流，VBE为基极和发射极之间的电压。因此，因此，如果vx＝vy，则i10*
i11＝i12*i13，即I10*iout＝I12*I13。运放U10通过调整管M10，调节电流iout，使得vx＝vy，因此I10*iout＝I12*I13成立。
[0052] 电流调整管M10不一定要连接在Q11的发射极，可以连接在Q10-Q13任意一路发射极，设置其他几路发射极的电流为输入电流。
[0053] 以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。
