技术领域
[0001] 本
发明属于无线通信技术领域，涉及压控振荡器，具体为一种新型结构的F23类压控振荡器。
背景技术
[0002] 随着无线通信技术的迅猛发展，其方便、高速、快捷的通信方式使其广泛应用于
汽车雷达、
物联网技术的结合以及5G计划的推进。而
频率源作为射频收发系统中重要的环节，其性能优劣对于无线
信号传输影响重大。压控振荡器作为频率源的核心模
块，很大程度上影响着整个频率源的性能，因此应用于高频的低噪声压控振荡器得到了越来越大的关注；然而随着频率升高，各类器件的寄生效应会使得其品质因数降低，恶化了压控振荡器的
相位噪声。
[0003] 对于改善高频工作下压控振荡器的
相位噪声，近些年来不断涌现出了许多新型的结构；其中在F类压控振荡器的
基础上引入共模信号的结构称之为F23类压控振荡器。传统的F23类压控振荡器如图1所示，利用
变压器初级、次级分别接到mos管的栅极和漏极，在原来F类的基础上通过引入共模通路从而在一、三次谐波的基础上加上二次谐波；在这三类谐波的
叠加下mos管的漏源极呈现一个近似方波的
波形，根据脉冲灵敏度函数的理论，方波引入的噪声最小，因此这种结构能够大大的优化了相位噪声。但是，由变压器和电容、变容管形成的
谐振腔其谐振峰是否处于一、二、三次的比例与初级线圈感值、次级线圈感值、电容值、变容管电容值都有关，所以在压控振荡器调谐时，必须要改变多对电容从而使得谐振峰比例为一、二、三倍；调谐的复杂性大大降低了其实用性，除此之外，变压器的品质因数不高也制约了此类结构的进一步优化。
发明内容
[0004] 本发明的目的在于针对传统的F23类压控振荡器调谐过于复杂、有待进一步优化的问题，提出一种新型结构的F23类压控振荡器，采用新的电感结构，通过在交叉耦合对源极增加一个固定比例的电感，通过改变电容值就能改变振荡器工作频率，而且固定电感使得在一定带宽内谐振腔的谐振峰依然呈2:3的比例；从而简化了调谐时将谐振腔调整到理想状态的步骤，这种结构取代了变压器，少用一对变容管为进一步优化相位噪声提供了可能。
[0005] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
[0006] 一种新型结构的F23类压控振荡器，包括：第一谐振腔，交叉耦合管对及第二谐振腔，其特征在于：
[0007] 所述交叉耦合管对由MOS管M1、MOS管M2构成，所述MOS管M1的栅极连接MOS管M2的漏极，所述MOS管M1的漏极连接MOS管M2的栅极；
[0008] 所述第一谐振腔由电感L1、变容管构成；所述变容管与电感L1并联后两端分别与MOS管M1、MOS管M2的漏极相连，且两个连接端分别作为压控振荡器的输出端OUT+、输出端OUT-；所述电感L1的
中心抽头接电源VDD，所述变容管由两个变容管Cvar
串联组成、两个变容管Cvar之间加入调谐
电压；
[0009] 所述第二谐振腔由电感Lc、两个相同电容C、两个相同电感Ld构成；所述两个电感Ld串联后两端分别与MOS管M1、MOS管M2的源极相连，所述电感Lc一端接于两个电感Ld中间、另一端接地，所述两个电容C一端均接地、另一端分别与MOS管M1、MOS管M2的源极相连。
[0010] 进一步的，所述所述第二谐振腔中，电感Lc及两个电感Ld的感值满足关系式：
[0011]
[0012] 本发明的有益效果在于：
[0013] 1.本发明相对于传统结构的F23类压控振荡器结构简单；将原有的变压器替换为电感，简化了
电路的复杂度，在实际使用中降低了调谐的难度，使得压控振荡器更容易处于理想工作状态；
[0014] 2.本发明采用了一种新型电感结构，可以配合电容在奇次和
偶次谐波输入时呈现不同的谐振峰，且随电容变化谐振峰比例不变；
[0015] 3.本发明提出的在mos管的漏极和源极分别形成基波、二三次谐波的方法，符合F23类压控振荡器的理论基础，有效分离了基波和谐波成分。
附图说明
[0016] 图1为传统F23类压控振荡器电路原理图。
[0017] 图2为本发明新型F23类压控振荡器电路原理图。
[0018] 图3为本发明
实施例中二、三次谐振腔电感模型及其比例示意图。
[0019] 图4为本发明实施例中mos管漏级和源极的电压信号图。
[0020] 图5为本发明实施例中mos管漏级和源极的的电压差。
具体实施方式
[0021] 下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
[0022] 本发明提出了一种新型的F23类压控振荡器，该结构去掉了变压器，运用一种新型电感结构，将理论上的基波、二次、三次谐波分别在交叉耦合对的漏极和源极实现，在运用上等效mos管的漏、源极呈现近似方波的波形，符合F23类压控振荡器的理论要求，并且能够简化调谐步骤，增强实用性。
[0023] 本实施例中新型的F23类压控振荡器的电路原理图如图2所示，由两部分组成：
[0024] (a)mos管M1、M2组成的交叉耦合对形成负阻，用于抵消电感和电容带来的损耗，电感L1、变容管Cvar构成特定频率的谐振腔，谐振腔在谐振频率处呈现高阻，且相位偏移为零度，使得此谐振腔的谐振频率处于基波频率处，在两变容管Cvar之间加入调谐电压，由变容管性质可知改变变容管两端电压可以改变变容管的电容值，因此可以改变谐振腔谐振频率；
[0025] (b)电感Lc、Ld和电容C构成固定谐振峰比例的谐振腔，由此电感结构可知当mos管M1、M2产生的信号为
差分信号时，此时差分
电流不经过Lc，两个Ld中间为等效零电位点、即虚地，当两端信号为共模信号时，共模信号将都往地的方向流去，此时共模信号将必经过Lc，因此可见共模信号和差模信号流过的通路并不相同。此谐振腔有两个谐振峰，分别为二次谐波频率和三次谐波频率，以此将二次和三次谐波信号选出。如图2所示，在Zin1端往上看去的谐振峰处于基波频率处，在Zin23处往下看去的谐振峰处于二次、三次谐波处。
[0026] 从工作原理上讲：
[0027] (1)固定二次和三次比例谐振峰的谐振腔
[0028] 为了保证谐振腔的两个谐振峰保持在2:3的比例下，我们在两个电感Ld的中点往地的途径中增加一段电感Lc，这样一来二次谐波和三次谐波经过的途径中的谐振峰处于两个不同的点。对于共模信号，在M1、M2的源极呈现振幅相同，相位相同的两个信号，因此共模信号经由电容C和电感Lc、Ld流向地，此时谐振腔谐振在 对于差模信号，在M1、M2源极呈现振幅相同，相位相差180度的两个信号，此时两个电感Ld的公共端虚地，将电感Lc
短路，此时差模信号经由电容C电感Ld由M1源极流向M2源极(或由M2源极流向M1源极)，此时谐振腔谐振在 为保证两个谐振峰比例呈现2:3，只需要控制此时两个谐振峰的比例与电容值无关，只需要固定两端电感比例就能固定两个谐振峰的比例处于2:3。
[0029] 如图2所示，将上述提到的Lc和Ld集成到一个电感中，此时共模信号经由三端口电感的外侧两端流向中间共地端，差模信号在外侧两端间直接传输，不经过中间共地端，保证比例为 就可以保证此谐振腔的两个谐振峰处于2:3的比例。
[0030] (2)F23类压控振荡器波形的产生
[0031] F23类压控振荡器的本质是在mos管的漏源两极波形差为近似方波的状态，传统结构下mos的源极等效接地，而漏极接入谐振腔，谐振腔的三个谐振峰一起谐振累加得到近似方波的波形，而本结构在原来的基础上将二次、三次谐波与基波分离开来，将基波信号置于mos管的漏极，二次、三次谐波置于mos管的源极，这么一来，如图3所示，mos管的漏源极波形差依旧为一个近似方波的波形，符合F23类压控振荡器的原理，能够有效降低mos管的相位噪声。
[0032] (3)基波与二次、三次谐振峰的比例微调
[0033] 在设计电感时，我们将在确定了二次、三次谐振峰比例后，如何让二次三次谐振峰正好处于二次三次谐波频率处是进一步优化相位噪声的关键，改变尾部谐振腔的电容值只改变谐振峰的绝对
位置，不改变二次三次谐振峰的比例，所以本发明在实际设计时会在尾部增加几对可以用
开关控制的电容，用于微调谐振峰频率位置(图中省略)，使得工作时能够更有效率地利用谐振腔的谐振峰产生二次三次谐波。
[0034] 以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本
说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。
