技术领域
[0001] 本实用新型属于射频通信领域，其应用在手机通信、
电子对抗、卫星通信等无线通信领域，尤其是一种基于耦合环路谐振网络的超宽带高效率的F类
功率放大器。技术背景
[0002] 随着无线通信技术的迅速发展，射频通信技术在人们的日常生活中越来越重要。无线通信的
信号频率越来越高，带宽也越来越宽，所以为了满足当今及未来移动通信对于高速率、大容量传输的要求，通信商对无线通信发射机系统中的功放的续期也愈加苛刻，为此通常采用非常复杂的调制方式，这将会增加
电路的复杂度同时也会导增大误差，而使用传统的功率放大器如A类、AB类对信号进行放大效率比较低，所以兼顾宽带宽和高效率的射频功率放大器成为学术界和工业界的研究热点。
[0003] 射频功放单元是无线通信系统中的核心组件，为了实现信号远距离传输、保障信号可靠接收，在无线通信系统收发组件中必须使用功率放大器放大信号。可以说功率放大器的性能好坏将直接影响到整个系统的工作状况。F类功放因其具有高效率、宽带宽、线性度好等优点而成为当今研究的主要对象。一个典型的F类功放是有输入匹配网络，
偏置电路，输出匹配网络以及谐波控制网络组成。谐波控制网络通过对功放晶体管的漏极
电压电流波形重塑，是的电压为方波，电流为半
正弦波，分别对电压电流傅里叶展开，电压的
偶次谐波为零，电流的
奇次谐波为零，从而避免了电压电流的重叠，其谐波阻抗偶次谐波
短路，奇次谐波开路，从而使得高次谐波功率消耗为零。
[0004] 但是对于当前传统的F类功放谐波控制网络，一般的只能控制二次三次谐波，并且现今的F类功放都是通过若干段短路或开路微带线的串并联而实现偶次谐波阻抗谐为零，奇次谐波为无穷大，从而达到对谐波的控制。由于考虑到电路的复杂度而舍弃了高次谐波的控制，这就限制了其效率的提升，从而也限制了其带宽的拓宽。
[0005] 故，针对目前
现有技术中存在的上述
缺陷，实有必要进行研究，以提供一种方案，解决现有技术中存在的缺陷。实用新型内容
[0006] 鉴于此，本实用新型通过改进传统的谐波控制网络，提出一种结构简单并能够对高次谐波进行控制的基于耦合环路谐振网络的超宽带高效率的F类功率放大器，通过环路耦合谐波控制网络实现对高次谐波的控制，从而改善了传统串并联短截线只能控制到二次、三次谐波的缺点；同时，采用耦合
滤波器实现阻抗匹配可以获得更宽的带宽，更适合用于进行阻抗匹配网络的设计，以此在拓宽带宽的同时也能保证功放的高效率。
[0007] 所以为改善现有的技术缺陷，采用以下技术方案：
[0008] 一种基于耦合环路谐振网络的F类功率放大器，至少包括输入匹配网络、功放单元、谐波控制网络以及基波匹配电路，其中，所述谐波控制网络与功放单元的输出端相连接，用于将功放单元输出的功率信号进行谐波控制并经基波匹配电路输出至负载；
[0009] 所述谐波控制网络为耦合滤波匹配网络，至少包括第一微带线 TL1、第二微带线TL2、第一平行耦合线CLin1、第二平行耦合线CLin2、第一环路线Curve1、第二环路线Curve2、第三环路线Curve3和第四环路线Curve4，所述第一微带线TL1一端与功放单元的输出相连，其另一端与所述的第一平行耦合线CLin1的第一输入端和第二输入端相连，所述第一平行耦合线CLin1的第一输出端与所述第一环路线 Curve1的一端相连接，所述第一平行耦合线CLin1的第二输出端与所述第三环路线Curve3的一端相连；所述第二微带线TL2的一端作为输出端与所述基波匹配电路相连接，其另一端与所述第二平行耦合线CLin2的第一输出端和第二输出端相连接，所述第二平行耦合线 CLin2的第一输入端与所述第二环路线Curve2的一端相连接，所述第二平行耦合线CLin2的第二输入端与所述第四环路线Curve4的一端相连；所述第一环路线Curve1的另一端与所述第二环路线Curve2 的另一端相连接，所述第三环路线Curve3的另一端与所述第四环路线Curve4的一端相连接。
[0010] 作为进一步的改进方案，所述功放单元至少包括栅极偏置网络、漏极偏置网络和功放晶体管。
[0011] 作为进一步的改进方案，所述输入匹配网络用于实现电路的输入阻抗和功放晶体管的源阻抗实现共轭匹配以达到最大功率的输入。
[0012] 作为进一步的改进方案，所述栅极偏置电路为栅源提供稳定的﹣ 2.8V电压，所述漏极偏置电路为漏源提供28V的稳定电压。
[0013] 作为进一步的改进方案，所述的谐波控制网络是对漏极电压电流进行波形塑造，使电压呈方波，电流呈半正弦波，并且偶次谐波阻抗为零，奇次谐波阻抗为无穷大，从而避免了电压和电流的重叠，实现了效率的提高。
[0014] 传统的谐波匹配电路网络是通过开路或短路微带线的
串联和并联来实现谐波的控制，由于设计的带宽较宽，传统的匹配方法，需要在匹配网络中市容大量的λ/4短截线，这会使电路网络更加复杂，不利于后期的调与预加工，因此一般仅对电路的二次和三次谐波进行短路和开路控制，而所述的滤波匹配电路可以实现对高次谐波控制，从而能进一步的提高效率。
[0015] 作为进一步的改进方案，所述的谐波控制网络是由谐波耦合线、弧形微带线、短节阻抗线组成的对称结构的滤波器匹配网络，通过谐波耦合滤波匹配网络可以实现对高次的奇偶次谐波进行控制。
[0016] 作为进一步的改进方案，所述的谐波耦合线根据功放的频率而设定其耦合系数C和电长度θ；
[0017] 作为进一步的改进方案，所述的弧形微带线设定为半圆形微带线使整个耦合电路结构呈对称结构，从而能够减小加工和测量误差；
[0018] 作为进一步的改进方案，所述的短节阻抗线为匹配网络的阻抗补偿线，通过调节其阻抗而使谐波控制网络达到最佳匹配。
[0019] 与现有技术相比较，本实用新型具有如下有益效果：
[0020] 1、本实用新型采用耦合环形滤波匹配网络，能够实现较宽的阻抗匹配
自由度和较低的功率损耗；
[0021] 2、本实用新型采用耦合滤波匹配结构控制高次谐波，能够提高功放效率；
[0022] 3、本实用新型采用耦合环形滤波匹配结构，大大简化了结构和工艺，同时避免了开路短截线和短路短截线的串并联匹配结构，有助于减小误差。
附图说明
[0023] 图1是本实用新型一种基于耦合环路谐振网络的F类功放的拓扑结构示意图。
[0024] 图2是本实用新型中耦合环路谐振网络原理图。
[0025] 图3是本实用新型中耦合谐振网络的前后两部分等效分割原理图，其中左边为第一部分，右边为第二部分。
[0026] 图4是图3中第一部分电路谐振网络在奇模激励状态的原理图。
[0027] 图5是图3中第一部分电路谐振网络在偶模激励状态的原理图。
[0028] 图6是图3中第二部分电路谐振网络在奇模激励状态的原理图。
[0029] 图7是图3中第二部分电路谐振网络在偶模激励状态的原理图。
[0030] 图8是对本实用新型耦合环形滤波器的S参数仿真结果示意图。
[0031] 图9是本实用新型功放的仿真结果图。
具体实施方式
[0032] 以下是本实用新型的具体
实施例并结合附图，对本实用新型的技术方案作进一步的描述，但本实用新型并不限于这些实施例。
[0033] 针对现有技术存在的缺陷，
申请人对现有的F类功率放大器的结构进行了深入研究，发现F类功放传统的谐波控制结构一般的都采用短截线的串并联实现二次谐波短路三次谐波开路，并且由于电路的复杂度一般的只控制到三次谐波。
[0034] 为了实现宽带宽高效率的同时，本实用新型提出一种新型的谐波控制网络，实现了对高次谐波的控制，在拓宽带宽的同时实现高效率。
[0035] 参见图1，所示为本实用新型基于耦合环路谐振网络的F类功放的结构
框图，至少包括输入匹配网络、功放单元、谐波控制网络以及基波匹配电路，其中，功放单元至少包括栅极偏置网络、漏极偏置网络和功放晶体管。
[0036] 谐波控制网络与功放单元的输出端相连接，用于将功放单元输出的功率信号进行谐波控制并经基波匹配电路输出至负载。
[0037] 参见图2，所示为本实用新型谐波控制网络的电路原理图，通过耦合滤波器实现电路的匹配。耦合滤波匹配网络至少包括第一微带线 TL1、第二微带线TL2、第一平行耦合线CLin1、第二平行耦合线CLin2、第一环路线Curve1、第二环路线Curve2、第三环路线Curve3和第四环路线Curve4，所述第一微带线TL1一端与功放单元的输出相连，其另一端与所述的第一平行耦合线CLin1的第一输入端和第二输入端相连，所述第一平行耦合线CLin1的第一输出端与所述第一环路线Curve1的一端相连接，所述第一平行耦合线CLin1的第二输出端与所述第三环路线Curve3的一端相连；所述第二微带线TL2的一端作为输出端与所述基波匹配电路相连接，其另一端与所述第二平行耦合线CLin2的第一输出端和第二输出端相连接，所述第二平行耦合线 CLin2的第一输入端与所述第二环路线Curve2的一端相连接，所述第二平行耦合线CLin2的第二输入端与所述第四环路线Curve4的一端相连；所述第一环路线Curve1的另一端与所述第二环路线Curve2 的另一端相连接，所述第三环路线Curve3的另一端与所述第四环路线Curve4的一端相连接。
[0038] 上述结构为对称的耦合结构，所以为了简化分析可以把对称结构网络等效分拆成如图3所述的两部分网络，其中，左边为第一部分，右边为第二部分，并分别对每一部分进行奇偶模分析。
[0039] 当第一部分偶模激励状态下如图4所示，其等效阻抗表达式如下所示：
[0040]
[0041] 当第一部分奇模激励状态下如图5所示，其等效阻抗Zino1如下式所示：
[0042]
[0043] 当第二部分偶模激励状态下如图6所示，其等效阻抗Zine2如下图所示：
[0044]
[0045] 当第二部分奇模激励状态下如图7所示，其等效阻抗Zino2如下式所示：
[0046]
[0047] 然后所提出的对称结构滤波器的偶模和奇模
散射参数可以计算下：
[0048]
[0049]
[0050] 对于对称的二段口滤波器网络散射参数可以计算如下：
[0051]
[0052]
[0053] 所以其网络结构的外部散射参数表达式可以表示如下：
[0054]
[0055]
[0056] 对于理想的
带通滤波器，在工作频段内需满足S21＝0的条件，因此根据此条件并结合公式，可得到下面的公式：Zine-Zino＝0 最终包含特性阻抗和电长度的方程为：
[0057]
[0058] 因此我们可以通过计算和分析这个滤波器的外部散射参数(包括阻抗和电长度)，对于工作频段内的滤波器性能参数由公式决定。图8为该输出
匹配滤波器的S参数，由图可知，
通带内在1.3GHz、 2.6GHz、3.9GHz频点处均为一个传输零点。由S参数可以看出，滤波器对二次谐波的抑制为-20dB、对三次谐波的抑制为-15dB，表现了良好的滤波特性。
[0059] 下面对所述的谐波控制原理进行进一步的说明：
[0060] 对于所述的偶次谐波阻抗匹配，如图3所示其谐波输入阻抗Zin1可以表示为：
[0061]
[0062] 其中Zine1是微带线Z1、Z2e、Z3第一部分环路结构的偶模阻抗如图4 所示，f2n表示的是(4n-2)次谐波，fo是基波。则由公式可知，其输入阻抗在谐波为2、6、10、、、4n-2次均为零，因此实现了对上述各次谐波阻抗的短路。
[0063] 同样的，如图3所示经过微带线Z1、Z3e、Z4组成的第二部分结构的谐波阻抗表达式为：
[0064]
[0065] 其中Zine2微带线Z1、Z3e、Z4组成结构网络的耦合阻抗，所以由公式 (12)和(13)知，偶模激励状态下可以实现对所有的偶次谐波阻抗短路的效果。
[0066] 对于所述的奇次谐波阻抗匹配，如图3其谐波输入阻抗Zin3可以表示为：
[0067]
[0068] 其中，Zino1是微带线Z1、Z2o的奇模激励情况下的阻抗如图5所示， f3n表示的是3n次谐波，fo是基波。由公式可知，其谐波输入阻抗在谐波为3、9、15、…3n次均为零，因此实现了对上述高次谐波开路。
[0069] 同样的，如图3所示在奇模激励状态下的微带线Z1、Z3o所实现的谐波匹配可以表示为：
[0070]
[0071] 其中Zino2是微带线Z1、Z3o在奇模激励下的阻抗如图7所示，所以由公式可知，在奇模激励状态下，当f5＝5f0时，即相对于五次谐波的阻抗为无穷大，实现了对五次谐波的控制。
[0072] 综上所述，本设计中通过微带线TL1、TL2，耦合线Clin1、Clin2，环路微带线Curve1、Curve2、Curve3、Curve4组成的谐波匹配网络，可以实现多次的偶次谐波和多次的奇次谐波的控制，这一定程度降低了谐波对功率的耗散程度，从而提高了效率。如图9所示，在 1.6GHz-3.2GHz的带宽内实现了功率大于40dBm效率大于64.17％。
[0073] 由此，本实用新型相对现有的技术通过改进传统串并联微带线的匹配方法，通过环路耦合的电路拓扑结构，实现了对多次偶次谐波和多次奇次谐波的控制，减少了谐波对功率的耗散，在一定程度提高了功放的效率，同时这也有助于进一步的拓宽功放带宽。
[0074] 以上实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型
权利要求的保护范围内。对这些实施例的多种
修改对本领域的专业技术人员来说是显而易见的，本申请中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本申请所示的这些实施例，而是要符合与本申请所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。
