技术领域
[0001] 本
发明涉及
电子技术领域，尤其涉及一种开关电感电源的电路。
背景技术
[0002]
开关电源是一种通过控制开关管的导通时间和关断时间的比率来维持
输出电压的
稳定性的电源。开关电源具有稳压范围大、损耗低和结构简单等特点，因此广泛应用于各类的电子设备，是电子产品发展中不可或缺的一种电源。其中，直流开关电源的本质是“DC(Direct Current，直流电)-DC”转换器，可将
质量较差的原生态直流电压(粗电)，如
蓄电池的电压，转换为质量较高的直流电压(精电)，即满足负载要求的电压。具体实现过程中，粗电会先被储能元件暂存后再转换为精电，特别地，以电感作为储能元件的直流开关电源称为开关电感电源，开关电感电源常集成在芯片中。
[0003] 伴随着工艺
节点的持续缩小，芯片的集成度越来越大，非线性元件也被集成到芯片中。这导致开关电感电源的输出端产生噪声，如尖刺和纹波等，直接给负载带来负担，如影响负载的响应速度和加大负载的
能量损耗等。为了减小噪声，通常方法是在开关电感电源的输出端设计滤波电容，其中，滤波电容的电容值越大，滤波能
力越强。但是，在开关电感电源的输出端的电压发生跳变(即输出电压值在短时间发生较大变化)时，会产生较大的噪声，这就需要选取电容值较大的电容来完成滤波，当滤波电容的电容值增大时，输出电压跳变的延时也将增大，同时制作电容的难度系数也随之增大，可见该方式减小噪声的能力是有限的。
发明内容
[0004] 本发明
实施例提供了一种开关电感电源的电路，可以实现在开关电感电源的输出电压发生跳变时减小纹波和减少尖刺脉冲，提高输出电压的稳定性。
[0005] 本发明实施例第一方面提供了一种开关电感电源的电路，包括电压输入端、开关单元、电感、反馈控制单元、响应滤波单元以及电压输出端，其中：
[0006] 所述开关单元的正极和负极分别与所述电压输入端的正极和负极相连，所述开关单元的输出端与所述电感的第一端相连，所述电感的第二端与所述反馈控制单元的输入端相连，所述反馈控制单元的输出端与所述开关单元的受控端相连，所述电压输出端的正极分别与所述电感的第二端和所述响应滤波单元的第一端相连，所述电压输出端的负极分别与所述开关单元的负极和所述响应滤波单元的第二端相连；
[0007] 所述开关单元用于将所述电压输入端的正极和所述电压输出端的负极交替地切换连接到所述电感的第一端，所述电感用于从所述电压输入端存取
电能和向所述电压输出端释放电能，所述反馈控制单元用于根据所述电压输出端输出的电能控制所述开关单元切换连接的
频率，所述响应滤波单元包括第一场效应管，所述第一场效应管用于在所述电压输出端的正极的输出电压发生跳变时滤除所述电压输出端的正极的杂波。
[0008] 在第一方面的第一种可能实现方式中，所述电路还包括第一分压
电阻和第二分压电阻，所述响应滤波单元还包括第一误差
放大器，所述第一场效应管是NMOS管，其中：
[0009] 所述第一分压电阻的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第一分压电阻的第二端与所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述第一场效应管的漏极与所述电压输出端的正极相连，所述第一场效应管的源极与所述电压输出端的负极相连，所述第一场效应管的栅极与所述第一误差放大器的输出端相连，所述第一误差放大器的负输入端与所述第一分压电阻的第二端相连，所述第一误差放大器的正输入端接入第一参考电压。
[0010] 结合第一方面的第一种可能实现方式，在第二种可能实现方式中，当所述电压输出端的正极的输出电压发生跳变时，所述第一误差放大器的负输入端的电压和所述第一参考电压的差值将大于预设
阈值，进而所述第一误差放大器的输出端输出高电平以导通所述第一场效应管，进而所述第一场效应管滤除所述电压输出端的正极的杂波。
[0011] 结合第一方面的可能实现方式，在第三种可能实现方式中，所述电路还包括RC滤波单元，所述RC滤波单元的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述RC滤波单元的第二端与所述电压输出端的负极相连；
[0012] 所述RC滤波单元用于滤除所述电压输出端的正极的杂波。
[0013] 结合第一方面以及第一方面的第三种可能实现方式，在第四种可能实现方式中，所述RC滤波单元包括电容和等效电阻，其中：
[0014] 所述电容的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述电容的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述等效电阻的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述等效电阻的第二端与所述电压输出端的负极相连。
[0015] 结合第一方面的可能实现方式，在第五种可能实现方式中，所述开关单元包括第二场效应管和第三场效应管，所述第二场效应管是PMOS管，所述第三场效应管是NMOS管，其中：
[0016] 所述第二场效应管的漏极与所述电压输入端的正极相连，所述第二场效应管的源极与所述第三场效应管的源极相连，所述第三场效应管的漏极与所述电压输出端的负极相连，所述电感的第一端与所述第二场效应管的源极相连，所述第二场效应管的栅极和所述第三场效应管的栅极均与所述反馈控制单元的输出端相连；
[0017] 当所述第二场效应管的栅极接收到所述反馈控制单元的输出端输出的低电平时所述第二场效应管导通，当所述第三场效应管的栅极接收到所述反馈控制单元的输出端输出的高电平时所述第三场效应管导通。
[0018] 结合第一方面的可能实现方式，在第六种可能实现方式中，所述反馈控制单元包括
采样分析子单元、调制子单元以及驱动子单元，其中：
[0019] 所述采样分析子单元的采样端与所述电感的第二端相连，所述采样分析子单元的输出端与所述调制子单元的输入端相连，所述调制子单元的输出端与所述驱动子单元的输入端相连，所述驱动子单元的输出端与所述开关单元的受控端相连；
[0020] 所述采样分析子单元用于获取所述电压输出端的误差电压或误差
电流并根据所述误差电压或误差电流向所述调制子单元发送误差
信号，所述调制子单元用于根据所述误差信号调制脉冲波并向所述驱动子单元发送所述脉冲波，所述驱动子单元用于根据所述脉冲波驱动所述开关单元。
[0021] 结合第一方面以及第一方面的第六种可能实现方式，在第七种可能实现方式中，所述电路还包括第一分压电阻和第二分压电阻，所述采样分析子单元包括第二误差放大器和限流电阻，其中：
[0022] 所述第一分压电阻的第一端与所述电压输出端的正极相连，所述第一分压电阻的第二端与所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端与所述电压输出端的负极相连，所述限流电阻的第一端与所述第一分压电阻的第二端相连，所述限流电阻的第二端与所述第二误差放大器的负输入端相连，所述第二误差放大器的正输入端接入第二参考电压，所述第二误差放大器的输出端与所述调制子单元的输入端相连。
[0023] 由上可见，本发明实施例中的开关单元控制电感的充放电，电感在放电时从电压输出端输出电能，反馈控制单元可通过控制开关单元来保持电压输出端输出电能的稳定性，RC滤波单元可滤除电压输出端输出电压中的杂波，进一步地，在电压输出端的电压发生跳变时，响应滤波单元中的第一场效应管导通，导通的第一场效应管可减小电压输出端的纹波和减少电压输出端的尖刺脉冲。
附图说明
[0024] 为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例或
现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0025] 图1是本发明实施例提供的一种开关电感电源的电路的结构示意图；
[0026] 图2是本发明实施例提供的一种反馈控制单元的结构示意图；
[0027] 图3是本发明实施例提供的一种开关电感电源的电路的原理图；
[0028] 图4是本发明实施例提供的另一种开关电感电源的电路的原理图。
具体实施方式
[0029] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0030] 本发明实施例中的开关电感电源可应用于智能手机、个人电脑、
平板电脑、数字音乐播放器以及电子阅读器等电子设备，可作为上述电子设备的直流电源。
[0031] 图1是本发明实施例中的一种开关电感电源的电路。如图所示本实施例中的开关电感电源的电路可以包括电压输入端Vi、开关单元110、电感120、反馈控制单元130、响应滤波单元140以及电压输出端Vo，其中：
[0032] 开关单元110的正极和负极分别与电压输入端Vi的正极和负极相连，开关单元110的输出端与电感120的第一端相连，电感120的第二端与反馈控制单元130的输入端相连，反馈控制单元130的输出端与开关单元110的受控端相连，电压输出端Vo的正极分别与电感120的第二端和响应滤波单元140的第一端相连，电压输出端Vo的负极分别与开关单元110的负极和响应滤波单元140的第二端相连。进一步地，请参阅图2，反馈控制单元
130可以进一步包括采样分析子单元131、调制子单元132以及驱动子单元133，其中，采样分析子单元131的采样端与电感的第二端相连，采样分析子单元131的输出端与调制子单元132的输入端相连，调制子单元132的输出端与驱动子单元133的输入端相连，驱动子单元133的输出端与开关单元110的受控端相连。
[0033] 开关单元110用于将电压输入端Vi的正极和电压输出端Vo的负极交替地切换连接到电感120的第一端，电感120用于从电压输入端Vi存取电能和向电压输出端Vo释放电能，反馈控制单元130用于根据电压输出端Vo输出的电能控制开关单元110切换连接的频率，响应滤波单元140用于在电压输出端Vo的正极的输出电压发生跳变时滤除电压输出端Vo的正极的杂波。进一步地，反馈控制单元130在具体实现过程中，其中的采样分析子单元131用于获取电压输出端Vo输出电能的误差电压或误差电流并根据误差电压或误差电流向调制子单元132发送误差信号，其中的调制子单元132用于根据误差信号调制脉冲波并向驱动子单元133发送脉冲波，其中的驱动子单元133用于根据脉冲波驱动开关单元110。
[0034] 可选地，开关电感电源的电路还可以包括RC(Resistor-Capacitor)滤波单元150，RC滤波单元150的第一端与电压输出端Vo的正极相连，RC滤波单元150的第二端与电压输出端Vo的负极相连。RC滤波单元150用于滤除电压输出端Vo的正极的杂波。
[0035] 图3是本发明实施例中的可选的一种开关电感电源的电路的原理图。
[0036] 作为一种可选的实施例，电压输入端Vi可以是
蓄电池或蓄
电池组；开关单元110包括第二场效应管PMOS(Positive channel Metal Oxide Semiconductor，P
沟道MOS)和第三场效应管NMOS(Negative channel Metal Oxide Semiconductor，N沟道MOS)；电感120如图中电感L所示；反馈控制单元130中的采样分析子单元131包括第二误差放大器A2和限流电阻R4，调制子单元132包括PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度宽度调制)发生器B1和
振荡器B2，驱动子单元133包括
反相器D1和D2；响应滤波单元140包括第一场效应管NMOS和第一误差放大器A1；RC滤波单元150包括电容C1和等效电阻R1。除此之外，开关电感电源的电路还包括第一分压电阻R2和第二分压电阻R3。
[0037] 其中，第二场效应管PMOS的漏极与电压输入端Vi的正极相连，第二场效应管PMOS的源极与第三场效应管NMOS的源极相连，第三场效应管NMOS的漏极与电压输出端Vo的负极相连，电感L的第一端与第二场效应管PMOS的源极相连，第一分压电阻R2的第一端与电压输出端Vo的正极相连，第一分压电阻R2的第二端与第二分压电阻R3的第一端相连，第二分压电阻R3的第二端与电压输出端Vo的负极相连，限流电阻R4的第一端与第一分压电阻R2的第二端相连，限流电阻R4的第二端与第二误差放大器A2的负输入端相连，第二误差放大器A2的正输入端接入第二参考电压Vref2，第二误差放大器A2的输出端与PWM发生器B1的负输入端相连，PWM发生器B1的正输入端与振荡器B2的输出端相连，PWM发生器B1的输出端分别与反相器D1和D2的输入端相连，反相器D1的输出端与第三场效应管NMOS相连，反相器D2的输出端与第二场效应管PMOS相连，电容C1的第一端与电压输出端Vo的正极相连，电容C1的第二端与电压输出端Vo的负极相连，等效电阻R1的第一端与电压输出端Vo的正极相连，等效电阻R1的第二端与电压输出端Vo的负极相连，第一场效应管NMOS的漏极与电压输出端Vo的正极相连，第一场效应管NMOS的源极与电压输出端Vo的负极相连，第一场效应管NMOS的栅极与第一误差放大器A1的输出端相连，第一误差放大器A1的负输入端与第一分压电阻R2的第二端相连，第一误差放大器A1的正输入端接入第一参考电压Vref1。
[0038] 下面将结合图3具体地说明开关电感电源的工作原理：
[0039] 电压输入端Vi上电且电压输出端Vo外接负载后，开关电感电源的电路处于工作状态。第二场效应管NOMS和第三场效应管PMOS两者的栅极在接收到PWM信号的低电平时，第二场效应管PMOS导通，第三场效应管NMOS关断，此时电压输入端Vi沿“Vi+→1→3→5→6→Vi-”的回路对电感L充电，对应地，在接收到PWM信号的高电平时，第二场效应管PMOS关断，第三场效应管PMOS导通，此时电感L沿“5→Vo+→Vo-→2-→3”的回路对外接负载放电。
[0040] 进一步地，回路“3→7→8→9→4”构成反馈环，反馈环可以实现根据电压输出端Vo的输出电压的大小来控制PWM信号的占空比，占空比表示PWM信号中高、低电平的比例，从而可控制第二场效应管PMOS和第三场效应管NMOS的通、断时间比例，进而可控制电感L的电压，以达到控制电压输出端Vo的输出电压的大小的目的，可初步地保证输出电压的稳定性。例如：假设正常工作下，PWM信号的占空比为50％，电压输出端Vo的输出电压为24V，预先设定第二参考电压Vref2为12V，那么，若电压输出端Vo的输出电压变为30V，采样电压Vfb将变为15V，显然Vfb大于Vref2，(Vfb-Vref2)即为误差电压，第二误差比较器A2输出误差信号Vc，Vc为误差电压的放大值，进而PWM发生器B1可根据Vc和振荡器输出的
锯齿波Ramp调制出占空比大于50％的PWM信号，如60％，PWM发生器调制PWM信号的原理为现有技术，这里不再赘述，占空比增加后，第二场效应管PMOS的导通时间减短，第三场效应管NMOS的导通时间增长，电感L的充电时间减少，进而电压输出端Vo的输出电压下降，直至调节至24V。
[0041] 另外，电容C1和等效电阻R可构成简单的RC滤波网络，滤除电压输出端Vo夹杂的交流电，即杂波。
[0042] 需要指出的是，第一，上述反馈环(即反馈控制单元130)虽然可实现稳定电压输出端Vo的输出电压的作用，但整个反馈过程延时较长，不能快速响应，第二，上述RC滤波网络(即RC滤波单元150)中的C1的电容值越大，滤波能力越强，但输出电压跳变的延时也将增大，同时制作电容的难度系数也随之增大。由此可见，仅包含反馈控制单元130和RC滤波单元150的开关电感电源并不完善。因而，开关电感电源还包括了响应滤波单元140，具体地，当电压输出端Vo的输出电压发生跳变(即输出电压值在短时间发生较大变化)时，第一场效应管NMOS导通，并通过“5→10→11→2→3”的回路快速响应，从而减小了纹波和减少了尖刺脉冲，提高了电源完整性。例如：假设正常工作下，电压输出端Vo的输出电压为24V，设定的第一参考电压Vref1为14V，此时采样电压Vfb也为14V，(Vfb-Vref1)小于预设阈值，第一误差放大器A1输出电压不足以导通第一场效应管NMOS，当电压输出端Vo突然产生36V的尖刺脉冲时，采样电压Vfb变为18V，(Vfb-Vref1)大于预设阈值，(Vfb-Vref1)经放大后从第一误差放大器A1输出，进而导通第一场效应管NMOS。
[0043] 图4是本发明实施例中的可选的另一种开关电感电源的电路的原理图。图4和图3中的电路大部分相同，区别在于反馈控制单元130。
[0044] 作为一种可选的实施例，反馈控制单元130中的采样分析子单元131包括第三误差放大器A3、比较器A4以及
功率放大器A5，调制子单元132包括PWM发生器B1和振荡器B2，驱动子单元133包括反相器D1和D2。
[0045] 其中，第三误差放大器A3的负输入端与第一分压电阻R2的第二端相连，第三误差放大器A3的正输入端接入第三参考电压Vref3，第三误差放大器A3的输出端与比较器A4的负输入端相连，比较器A4的正输入端与功率放大器A5的输出端相连，功率放大器A5的输入端与采样电阻R5的第一端相连，采样电阻R5的第二端与电感L的第一端相连，比较器A4的输出端与PWM发生器B1的负输入端相连。
[0046] 同理，图4和图3的工作原理也类似，图3中的反馈控制单元130根据电压输出端Vo的输出电压的大小来调节PWM信号的占空比，而图3中的反馈控制单元130根据电压输出端Vo的输出电流(可理解为流过电感L的电流)的大小来调节PWM信号的占空比。具体地，下面将结合图4说明反馈控制单元130的工作原理：
[0047] 电压输入端Vi上电且电压输出端Vo外接负载后，开关电感电源的电路处于工作状态。回路“3→7→8→9→4”构成反馈环，反馈环可以实现根据流过电感L的电流的大小来控制PWM信号的占空比，从而可控制第二场效应管PMOS和第三场效应管NMOS的通、断时间比例，进而可控制电感L的电压，以达到控制电压输出端Vo的输出电压的大小的目的，可初步地保证输出电压的稳定性。具体地，当电压输出端Vo的电压改变时，由于负载的电阻一般不会改变，故电压输出端Vo的输出电流改变，进而流过电感L的电流改变，流
过采样电阻R5的电流改变(即产生误差电流)，采样电阻R5的压降改变，从而放大器A5的输出电压改变，比较器A4根据放大器A5的输出电压和Vc输出误差信号，进而PWM发生器B1输出的PWM信号改变，第二场效应管PMOS和第三场效应管NMOS的导通时间分别改变，从而控制电压输出端Vo的输出电压的大小。
[0048] 本发明实施例中的开关单元控制电感的充放电，电感在放电时从电压输出端输出电能，反馈控制单元可通过控制开关单元来保持电压输出端输出电能的稳定性，RC滤波单元可滤除电压输出端输出电压中的杂波，进一步地，在电压输出端的电压发生跳变时，响应滤波单元中的第一场效应管导通，导通的第一场效应管可减小电压输出端的纹波和减少电压输出端的尖刺脉冲。
[0049] 以上对本发明实施例所提供的开关电感电源的电路进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本
说明书内容不应理解为对本发明的限制。
