技术领域
[0001] 本
发明属于电
力电子和电子信息科学领域，具体涉及一种IGBT功率模块在线估算结温的方法，利用卡尔曼
滤波器得到结温的最优估计值。
背景技术
[0002] 功率变流器在智能
电网、轨道交通与新
能源等领域广泛应用，而绝缘栅双极型晶体管(IGBT)作为功率变流装置的关键器件，其可靠性是系统安全运行的保障。因此对IGBT的状态监测和寿命预测极其重要，IGBT功率模块失效形式很多，而
温度是是导致其失效的主要因素，因此热分析是IGBT功率模块状态评估中的重要内容，实时测取IGBT功率模块结温对于提高系统的可靠性具有重要的意义。
[0003]
申请号为201810036617.7、公开号为108108573A的
专利申请文件公开了一种IGBT功率模块结温动态预测方法，基于固定热模型的方法计算结温，但无法补偿由于老化和冷却条件的影响而导致的热路径退化。申请号为201710334867.4、公开号为107192934A的专利申请文件公开了一种用于大功率IGBT的结壳瞬态
热阻抗的测量方法，利用热敏参数法测量大功率IGBT在冷却过程中结温的降温曲线，同时利用
热电偶法获取IGBT壳温的降温曲线，但是测量误差和工作条件的变化会影响其估计值，且热电偶故障率高，维修困难。
发明内容
[0004] 本发明要解决的技术问题是，针对
现有技术存在的上述不足，提供一种IGBT功率模块在线估算结温的方法，实现了电气绝缘，不需要改变功率变流器的控制策略来进行测量，减少了噪声并消除了
电压测量的间歇性的影响，提高了结温测量的
精度。
[0005] 本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是：
[0006] 一种IGBT功率模块在线估算结温的方法，包括以下步骤：
[0007] 步骤一：基于电力电子仿真
软件Saber搭建全桥逆变器
电路以及VCE(ON)在线测量电路，将VCE(ON)在线测量电路的两输入端接在全桥逆变器电路的IGBT的集
电极和发射极，实现全桥逆变器电路与VCE(ON)在线测量电路的连接；
[0008] 步骤二：对于连接后的全桥逆变器电路与VCE(ON)在线测量电路，获取IGBT导通压降VCE(ON)，利用热敏电参数法，得到IGBT导通压降VCE(ON)和IGBT功率模块结温Tj的定标曲线及拟合关系式；
[0009] 步骤三：基于步骤一搭建的全桥逆变器电路，建立由一个IGBT和一个对应的
二极管构成的IGBT功率模块的行为模型，对其静态和动态特性进行仿真分析，计算得到IGBT的
开关损耗以及导通损耗、二极管的反向恢复损耗以及导通损耗；
[0010] 步骤四：考虑步骤三IGBT功率模块中IGBT和二极管之间的耦合作用，建立IGBT功率模块的扩展
状态空间热模型；
[0011] 步骤五：建立Kalman滤波器(即卡尔曼滤波器)的系统模型，将步骤二得到的结温、步骤三得到的IGBT的
开关损耗以及导通损耗、步骤三得到的二极管的反向恢复损耗以及导通损耗作为滤波器输入，计算得到结温的最优估算值。
[0012] 按上述方案，所述步骤一中搭建全桥逆变器电路的具体方法为：先搭建SPWM控制电路，设置死区时间，然后搭建
门级驱动电路，门级驱动电路由SPWM控制电路调制，门级驱动电路的输入端与SPWM控制电路的输出端连接，门级驱动电路的输出端与IGBT功率模块的IGBT的栅极相连；全桥逆变器电路有四个桥臂，每个桥臂由一个SPWM控制电路、一个门级驱动电路、一个IGBT和一个二极管构成；再搭建VCE(ON)在线测量电路，最后将VCE(ON)在线测量电路的两输入端接在全桥逆变器电路的其中一个桥臂的IGBT的集电极和发射极。
[0013] 按上述方案，所述步骤二热敏电参数法在线监测结温的具体方法为：首先将IGBT置于恒温箱中，待IGBT功率模块结温稳定后从IGBT的集电极注入100mA-1A的小
电流IC；然后测量IGBT的饱和导通压降VCE(ON)，改变恒温箱的温度，在20℃-150℃范围内重复测量IGBT的饱和导通压降VCE(ON)，最后以结温Tj为因变量、VCE(ON)为自变量，对获取的VCE(ON)进行线性拟合，得到拟合关系式Tj＝f(VCE(ON))。
[0014] 按上述方案，所述步骤三计算得到IGBT的开关损耗以及导通损耗、二极管的反向恢复损耗以及导通损耗，具体为：
[0015] 用Saber中的IGBT Level-1Tool建模工具箱，针对器件的具体结构和工艺建立仿真模型，精确表示器件的静态和动态特性，仿真IGBT功率模块的动态开关过程，得到IGBT开通和关断时的电压、电流
波形和二极管的反向恢复电压、电流波形，以及IGBT和二极管导通时的电压、电流波形；
[0016] IGBT的损耗计算如下：
[0017]
[0018]
[0019] Pcond_I＝Vce(on)×IC×δI
[0020] PIGBT＝Pon+Poff+Pcond
[0021] 式中，Pon表示IGBT的开通损耗；ton表示IGBT的开通时间；vce(t)表示开通过程中IGBT的集射极电压；ic(t)表示开通过程中IGBT的集电极电流；Poff表示IGBT的关断损耗；toff表示IGBT的关断时间；Pcond_I表示IGBT的导通损耗；Vce(on)表示IGBT的导通压降；IC表示IGBT的导通电流；δI表示IGBT当前工作状态下的占空比；PIGBT表示IGBT的总损耗；t表示时间；
[0022] 二极管的损耗计算如下：
[0023] Pcond_D＝VF×IF×δD
[0024]
[0025] PDIODE＝Pcond_D+Prec
[0026] 式中，Pcond_D表示二极管的导通损耗；VF表示二极管的导通压降；IF表示二极管的导通电流；δD表示二极管当前工作状态下的占空比；Prec表示二极管的反向恢复损耗；trr表示二极管的反向恢复时间；vf(t)表示二极管反向恢复时的电压；if(t)表示二极管反向恢复时的电流；t表示时间。
[0027] 按上述方案，所述步骤四中建立IGBT功率模块的扩展状态空间热模型的具体方法为：
[0028] 首先模拟IGBT的自热，其热阻用以下公式表示：
[0029] Zθja(t)＝(Tj(t)-Ta)/PIGBT
[0030] 式中，Tj(t)表示IGBT结温；Ta表示IGBT功率模块所处的
环境温度；Zθja(t)表示热阻；PIGBT表示IGBT的总损耗；t表示时间；
[0031] 上述公式用等效RC网络来描述，即用Foster热网络模型来替代，Foster热网络模型是由N个热阻和N个
热容并联组成的RC回路，其时间响应用以下一系列指数项来表示：
[0032]
[0033] 对上式进行拉普拉斯变换，在频域中的热阻表示成部分分式和的形式：
[0034]
[0035] 以上两式中，i表示Foster热网络模型的网络阶数；n表示Foster热网络模型的总网络阶数；Ri表示Foster热网络模型中的热阻；Ci表示Foster热网络模型中的热容；ki＝1/Ci；kn＝1/Cn；pi＝1/RiCi，pn＝1/RnCn；
[0036] 上式部分分式的状态空间表达式为：
[0038] Tj(t)＝Cx(t)+Du(t)(输出方程)
[0039]
[0040] C＝[1 1 1...1]D＝[0 1]
[0041] 其中，x(t)表示n维状态向量；An×n表示n行n列的系统矩阵，为主对
角线是pi的对角阵；Bn×2表示n行2列的输入矩阵，第一列为ki；Cl×n表示l行n列的输出矩阵；D1×2表示1行2列的前馈矩阵；此外， 表示系统输入矢量，其中PD(t)表示IGBT功率模块的功率损耗；
[0042] 考虑二极管的耦合作用，将以上状态空间模型进行扩展(n阶表示自热，扩展m阶表示二极管的耦合热)，如下：
[0043]
[0044]
[0045] 其中，xs1,...,xsn表示自热阻抗的状态，xc1,...,xcm表示耦合热阻抗的状态；PIGBT表示IGBT功率模块中IGBT的功率损耗，PDIODE表示IGBT功率模块中二极管的功率损耗；
[0046]其中，Rs1...Rsn、Cs1...Csn表示IGBT功率模块里IGBT的等效Foster热网络模型中的热阻热容；Rc1...Rcm、Cc1...Ccm表示IGBT功率模块里二极管的等效Foster热网络模型中的热阻热容。
[0047] 按上述方案，所述步骤五中建立Kalman滤波器的系统模型的具体方法为：
[0048] 根据扩展状态空间热模型引入一个离散控制过程的系统，如下：
[0049] xk＝Fxk-1+Guk+wk
[0050] Tk＝Hxk+Juk+vk
[0051] 式中，k表示时间步长；xk-1表示(k-1)时刻的状态变量即IGBT功率模块热阻；xk表示k时刻的状态变量即IGBT功率模块热阻；F、G分别表示系统矩阵和控制矩阵；uk表示系统输入矢量，包括IGBT功率模块损耗和IGBT功率模块所处的环境温度；wk、vk分别表示过程噪声和测量噪声，且假设两者都为高斯白噪声，过程噪声wk、测量噪声vk的协方差分别是Q、R；Tk表示k时刻IGBT功率模块的结温观测值；H、J分别表示
观测矩阵和直接矩阵；
[0053] (1)由(k-1)时刻的IGBT功率模块最优热阻估计值 预测k时刻IGBT功率模块热阻值
[0054]
[0055] (2)计算k时刻IGBT功率模块结温的预测值：
[0056]
[0057] (3)由(k-1)时刻IGBT功率模块结温的观测值和预测值的协方差P(k-1|k-1)测k时刻协方差P(k|k-1)：
[0058] P(k|k-1)＝FP(k-1|k-1)FT+Q
[0059] (4)计算卡尔曼滤波器增益：
[0060] K(k)＝P(k|k-1)HT[HP(k|k-1)-1HT+R]-1
[0061] 其中，K(k)表示卡尔曼滤波器增益；
[0062] (5)计算系统最优估算值：
[0063]
[0064] 其中， 表示k时刻IGBT功率模块热阻的最优估算值；
[0065] (6)为下一步估计(k+1)时刻IGBT功率模块最优结温值的
迭代进行更新操作，即更新协方差：
[0066] P(k|k)＝[I-K(k)H]P(k|k-1)
[0067] 其中，P(k|k)表示k时刻更新后的协方差，I表示单位矩阵。
[0068] (7)由步骤(6)再回到步骤(1)，执行循环，直到最后结果达到预期效果。
[0069] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0070] 1、本发明提供的IGBT功率模块在线估算结温的方法在全桥逆变器上实现，且用系统仿真软件Saber进行仿真，可以更好地模拟IGBT的实际工况。进一步的，将导通压降VCE(ON)作为热敏电参数用于获取结温，并且设计了VCE(ON)在线测量电路，该电路提高了测量精度，且做到了电气绝缘，从而不需要改变功率变流器的控制策略来进行测量。利用IGBT自热且考虑二极管的耦合热，通过对结到环境的热阻抗的测量，开发了热模型的状态空间表示方法，以推导出卡尔曼滤波器；
[0071] 2、本发明将卡尔曼滤波器应用于所得到的结温Tj估算，通过一种预测-校正递归循环的方式将测量
信号约束到热模型中，从而减少了噪声并消除了VCE(ON)测量的间歇性的影响；
[0072] 3、本发明方法可以构成功率变流器实时健康管理或有源控制系统的一部分，并且可以很容易地集成到现有地功率变流器控制元件中。
附图说明
[0073] 图1为本发明IGBT功率模块在线估算结温的方法
流程图；
[0074] 图2为全桥逆变器电路图；
[0075] 图3为SPWM控制策略原理图；
[0076] 图4为VCE(ON)在线测量电路；
[0077] 图5为VCE(ON)在线测量电路的工作信号示意图；
[0078] 图6为IGBT功率模块的多层结构图；
[0079] 图7为电气等效的Foster热网络模型图；
[0080] 图8为卡尔曼滤波算法流程图。
具体实施方式
[0081] 下面结合具体
实施例和附图对本发明作进一步的说明：
[0082] 如图1所示，本发明提供了一种IGBT功率模块在线估算结温的方法，下面以图3所示的全桥逆变器电路为例详细介绍该方法的实施过程，具体实施步骤如下：
[0083] 步骤1、在Saber中搭建全桥逆变器电路、VCE(ON)在线测量电路、SPWM控制电路和门级驱动电路，将VCE(ON)在线测量电路的两输入端接在全桥逆变器电路的IGBT的集电极和发射极，实现全桥逆变器电路与VCE(ON)在线测量电路的连接，如图2所示。
[0084] 实施例中步骤1具体包括以下处理过程：
[0085] 1-1、参照图3所示的正弦
脉宽调制的原理图，控制传输到负载的功率最常用的策略是脉宽调制(PWM)，一种产生PWM信号的方法是将
频率为fL的
正弦波vsin与开关频率为fs的
锯齿波vt进行比较，然后根据vsin和vt控制门级驱动电路开关；门级驱动电路由SPWM控制电路调制，门级驱动电路的输入端与SPWM控制电路的输出端连接，门级驱动电路的输出端与IGBT功率模块的IGBT的栅极相连；全桥逆变器电路有四个桥臂，每个桥臂由一个SPWM控制电路、一个门级驱动电路、一个IGBT和一个二极管构成；再搭建VCE(ON)在线测量电路，最后将VCE(ON)在线测量电路的两输入端接在全桥逆变器电路的其中一个桥臂的IGBT的集电极和发射极。为了使全桥逆变器的上下桥臂中的两个IGBT不会因为门级驱动电路的开关速度问题发生同时导通，需要设置合理的死区时间。
[0086] 1-2、参照图4所示的VCE(ON)在线测量电路，VCE(ON)在线测量电路的两输入端分别接IGBT的集电极和发射极，VCE(ON)在线测量电路中的
电阻R1、R2和R3、R4按比例分压使得达到
运算放大器U1的输入电压范围；U1的输出端接一个下降沿探测器，将U1的
输出电压与一个设定好的电压作比较来检测IGBT集射极电压VCE的下降沿，并且触发单稳态触发器，使得单稳态触发器从稳态变到暂稳态；设置单稳态触发器的延时时间为100μs，当单稳态触发器从暂稳态恢复到稳态时，单稳态触发器触发进行
采样；采样信号通过高频信号调制并通过隔离屏障(图4中的电容器C)发送，然后在图5中的
运算放大器U2的输出端进行解调，恢复采样信号；使用范围为±5V的16位
模数转换器(ADC)来获取测量侧(即VCE(ON)在线测量电路的输出端)的IGBT导通压降VCE(ON)值。
[0087] 1-3、图5所示为VCE(ON)在线测量电路的工作信号，其中VCE_U1表示运算放大器U1的输出端电压；S/H表示用于获取IGBT导通压降VCE(ON)值的采样保持信号；td是单稳态触发器的延时时间。
[0088] 步骤2、对于连接后的全桥逆变器电路与VCE(ON)在线测量电路，获取IGBT导通压降VCE(ON)，利用热敏电参数法，得到IGBT导通压降VCE(ON)和IGBT功率模块结温Tj的定标曲线及拟合关系式：首先将IGBT置于恒温箱中，待IGBT功率模块结温稳定后从IGBT的集电极注入小电流IC(100mA-1A)；然后测量IGBT的饱和导通压降VCE(ON)，改变恒温箱的温度，在20℃-150℃范围内重复测量IGBT的饱和导通压降VCE(ON)，最后以结温Tj为因变量、VCE(ON)为自变量，对获取的VCE(ON)进行线性拟合，得到拟合关系式Tj＝f(VCE(ON))。
[0089] 步骤3、在Saber中搭建全桥逆变器模型，建立由一个IGBT和一个对应的二极管构成的IGBT功率模块的行为模型，对其静态和动态特性进行仿真分析，计算得到IGBT的开关损耗以及导通损耗、二极管的反向恢复损耗以及导通损耗。
[0090] 用Saber中的IGBT Level-1Tool建模工具箱，针对器件的具体结构和工艺建立仿真模型，精确表示了器件的静态和动态特性，仿真IGBT功率模块的动态开关过程，得到IGBT开通和关断时的电压、电流波形和二极管的反向恢复电压、电流波形，以及IGBT和二极管导通时的电压、电流波形。
[0091] IGBT的损耗计算如下：
[0092]
[0093]
[0094] Pcond_I＝Vce(on)×IC×δI
[0095] PIGBT＝Pon+Poff+Pcond
[0096] 式中，Pon表示IGBT的开通损耗；ton表示IGBT的开通时间；vce(t)表示开通过程中IGBT的集射极电压；ic(t)表示开通过程中IGBT的集电极电流；Poff表示IGBT的关断损耗；toff表示IGBT的关断时间；Pcond_I表示IGBT的导通损耗；Vce(on)表示IGBT的导通压降；IC表示IGBT的导通电流；δI表示IGBT当前工作状态下的占空比；PIGBT表示IGBT的总损耗；t表示时间。
[0097] 二极管的损耗计算如下：
[0098] Pcond_D＝VF×IF×δD
[0099]
[0100] PDIODE＝Pcond_D+Prec
[0101] 式中，Pcond_D表示二极管的导通损耗；VF表示二极管的导通压降；IF表示二极管的导通电流；δD表示二极管当前工作状态下的占空比；Prec表示二极管的反向恢复损耗；trr表示二极管的反向恢复时间；vf(t)表示二极管反向恢复时的电压；if(t)表示二极管反向恢复时的电流；t表示时间。
[0102] 步骤4、考虑步骤三IGBT功率模块中IGBT和二极管之间的耦合作用，建立IGBT功率模块的扩展状态空间热模型。
[0103] 图6所示为IGBT由不同材料组成的多层结构，功率从顶层到底层传输。热阻被看成是结温对输入功率的阶跃响应，表达式如下：
[0104] Zθja(t)＝(Tj(t)-Ta)/PIGBT
[0105] 式中，Tj(t)表示IGBT结温；Ta表示IGBT功率模块所处的环境温度；Zθja(t)表示IGBT热阻；PIGBT表示IGBT的总损耗；t表示时间。
[0106] 图7所示为Foster热网络模型，它用一系列RC元器件来表征热阻，其时间响应可用下式表示：
[0107]
[0108] 对上式进行拉普拉斯变换，在频域中的热阻表示成部分分式和的形式：
[0109]
[0110] 以上两式中，i表示Foster热网络模型的网络阶数；n表示Foster热网络模型的总网络阶数；Ri表示Foster热网络模型中的热阻；Ci表示Foster热网络模型中的热容；t表示时间；ki＝1/Ci；kn＝1/Cn；pi＝1/RiCi，pn＝1/RnCn；
[0111] 上式部分分式的状态空间表达式为：
[0112] (状态方程)
[0113] Tj(t)＝Cx(t)+Du(t)(输出方程)
[0114]
[0115] C＝[1 1 1…1]D＝[0 1]
[0116] 其中，x(t)表示n维状态向量；t表示时间；An×n表示n行n列的系统矩阵；Bn×2表示n行2列的输入矩阵；Cl×n表示l行n列的输出矩阵；D1×2表示1行2列的前馈矩阵；此外，表示系统输入矢量，其中PD(t)表示IGBT功率模块的功率损耗；
[0117] 考虑二极管的耦合作用，将以上状态空间模型进行扩展，如下：
[0118]
[0119]
[0120] 其中，xs1,...,xsn表示自热阻抗的状态，xc1,...,xcm表示耦合热阻抗的状态；PIGBT表示IGBT功率模块中IGBT的功率损耗，PDIODE表示IGBT功率模块中二极管的功率损耗；
[0121]其中，Rs1...Rsn、Cs1...Csn表示IGBT功率模块里IGBT的等效Foster热网络模型中的热阻热容；Rc1...Rcm、Cc1...Ccm表示IGBT功率模块里二极管的等效Foster热网络模型中的热阻热容。
[0122] 步骤5、建立Kalman滤波器(即卡尔曼滤波器)系统模型：
[0123] 根据步骤4中扩展状态空间热模型引入一个离散控制过程的系统如下：
[0124] xk＝Fxk-1+Guk+wk
[0125] Tk＝Hxk+Juk+vk
[0126] 式中，k表示时间步长；xk-1表示k-1时刻的状态变量(即IGBT功率模块热阻)；xk表示k时刻的状态变量(即IGBT功率模块热阻)；F、G分别表示系统矩阵和控制矩阵；uk表示系统输入矢量(IGBT功率模块损耗和IGBT功率模块所处的环境温度)；wk、vk分别表示过程噪声和测量噪声，且假设两者都为高斯白噪声，其协方差分别是Q、R；Tk表示IGBT功率模块k时刻的结温观测值；H、J分别表示观测矩阵和直接矩阵。
[0127] 如图8所示，卡尔曼滤波算法流程描述如下：
[0128] (1)由(k-1)时刻的IGBT功率模块最优热阻估计值 预测k时刻IGBT功率模块热阻值
[0129]
[0130] (2)计算k时刻IGBT功率模块结温的预测值：
[0131]
[0132] (3)由(k-1)时刻IGBT功率模块结温的观测值和预测值的协方差P(k-1|k-1)测k时刻协方差P(k|k-1)：
[0133] P(k|k-1)＝FP(k-1|k-1)FT+Q
[0134] (4)计算卡尔曼滤波器增益：
[0135] K(k)＝P(k|k-1)HT[HP(k|k-1)-1HT+R]-1
[0136] 其中，K(k)表示卡尔曼滤波器增益；
[0137] (5)计算系统最优估算值：
[0138]
[0139] 其中， 表示k时刻IGBT功率模块热阻的最优估算值；
[0140] (6)为下一步估计(k+1)时刻IGBT功率模块最优结温值的迭代进行更新操作，即更新协方差：
[0141] P(k|k)＝[I-K(k)H]P(k|k-1)
[0142] 其中，P(k|k)表示k时刻更新后的协方差，I表示单位矩阵。
[0143] 由步骤(6)再回到步骤(1)，执行循环，直到最后结果达到预期效果。
[0144] 表1对比了Kalman滤波器应用前后结温Tj估算值的统计误差，充分说明本发明的优越性。
[0145] 表1Kalman滤波器应用前后结温Tj估算值的统计误差
[0146]
[0147] 平均绝对误差的计算公式，如下：
[0148]
[0149] 标准差的计算公式，如下：
[0150]
[0151] 以上两式中，MAE表示平均绝对误差；σ表示标准差；t表示每个结温估算值的序号；N表示结温估算值的总个数；xt表示每个结温估算值；yt表示红外热成像仪测量得到的每个结温值；μ表示N个结温估算值的平均值。
[0152] 显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的
基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。而这些属于本发明的精神所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。
