技术领域
[0001] 本
发明涉及频率源领域，特别是涉及一种使用高精度同步以太网频率驯服本地低精度频率源的方法。
背景技术
[0002] 高精度频率源是时间频率系统的核心设备，是时间能够稳定准确运行的心脏。
原子频率标准如氢原子钟和铯原子钟具有很好的稳定度和准确度，但是价格昂贵；铷原子钟价格适中，但指标不如氢钟和铯钟；
晶体振荡器如恒温晶振等相比较于原子频标，价格最便宜，但准确度也最差，而且存在较大的由老化引起的频率漂移。时频基准系统的频率
信号由氢钟和铯钟产生，可以通过频率分配专用网络将高精度的频率信号发播出去，该网络只能进行频率信号的发播，不能实现数据的交互通信。
[0003] 以太网是实现数据交互通信很好的媒介，为了在以太网中实现频率同步，国际电信联盟于2007年推出了G.8262标准，即同步以太网技术，同步以太网是一种采用以太网链路码流恢复时钟的技术，简称SyncE。同步以太网通过以太网物理层芯片从串行数据码流中恢复出发送端的时钟，物理层编码平均每4个比特就插入1个附加比特(4B/5B编码)，这样在其所传输的数据码流中就不会出现超过4个1或者4个0的连续码流，可有效地包含时钟信息。在以太网源端口使用高精度的频率源(氢钟和铯钟)发送数据，在接收端恢复并提取这个频率，实现频率通过以太网络的传递，即同步以太网技术。
[0004] 利用同步以太网技术，可以实现数据通信网和频率同步网的双网合一，从而降低网络铺设的成本。同步以太网恢复出的频率信号具有很好的长期准确度和稳定度，但是由于网络噪声的存在，该频率信号的短期稳定度较差。铷钟和晶振具有优异的短期稳定度，但长期准确度较差。
发明内容
[0005] 本发明的目的在于提供一种使用同步以太网恢复的频率信号对本地频率源进行驯服，将具有良好的长期准确度和稳定度但存在网络噪声的以太网传输频率信号和具有优异的短期稳定度但长期准确度差的本地频率源信号的优点相结合，以实现具有低成本、高精度的频率标准信号。
[0006] 为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：
[0007] 提供一种使用高精度同步以太网频率驯服本地低精度频率源的方法，包括：
[0008] S101：通过同步以太网接收并恢复远程高精度频率信号；
[0009] S103：计算所述本地低精度频率源的频率信号与远程高精度频率信号的
相位差；
[0010] S105：使用环路
滤波器对所述
相位差进行滤波并计算环路参数；
[0011] S107：使用所述环路参数驯服并
锁定所述本地低精度频率源的频率信号。
[0012] 进一步地，在所述步骤S101中使用同步以太网物理层收发芯片通过4B/5B解码恢复出同步以太网源端的远程高精度时钟频率信号。
[0013] 进一步地，在所述步骤S103中使用数字双混频时差法计算所述本地低精度频率源的频率信号和远程高精度频率信号的相位差。
[0014] 进一步地，在所述步骤S105中使用数字比例积分
控制器实现
环路滤波器，具体包括：
[0015] S151：计算所述环路的鉴相增益；
[0016] S153：计算所述环路的压控增益；
[0017] S155：根据所述环路的鉴相增益和压控增益计算环路的特征频率和阻尼系数；
[0018] S157：根据所述环路的特征频率和阻尼系数计算所述环路滤波器的比例系数和积分系数。
[0019] 进一步地，所述环路参数包括第一环路参数和第二环路参数，所述第一环路参数用于快速锁定驯服环路，所述第二环路参数用于降低环路噪声。
[0020] 进一步地，所述环路滤波器输出压控
电压对本地低精度频率源进行调节，所述本地低精度频率源锁定后，所述方法还包括对所述环路滤波器输出的压控电压进行卡尔曼滤波，对所述本地低精度频率源的频率漂移进行估计和预测。
[0021] 进一步地，所述频率漂移的估计和预测具体包括：
[0022] S191：使用所述压控电压和其变化速率建立k时刻的状态向量Xk，建立
状态方程和测量方程，并计算最优估计值
[0023] S192：使用卡尔曼滤波预测方程根据最优估计值 计算k时刻的预测值 和该时刻的先验估计误差协方差
[0024] S193：使用卡尔曼滤波校正方程根据所述k时刻的先验估计误差协方差 计算卡尔曼滤波增益Kk，并校正预测值 得到最优估计值 同时计算后验估计误差协方差Pk；
[0025] S194：判断同步以太网参考频率是否有效，若有效则转入S195，否则转入S196；
[0026] S195：使用所述最优估计值 作为所述环路滤波器输出的压控电压值；
[0027] S196：判断卡尔曼滤波运行的时间是否满足设定的第一参考时间，若满足则转入S197，否则转入S198；
[0028] S197：按照所述卡尔曼滤波估计的频率漂移参数动态地调整所述环路滤波器输出的压控电压值以补偿所述本地频率源的频率漂移；
[0029] S198：不调整所述环路滤波器输出的压控电压值；
[0030] 其中k为正整数。
[0031] 进一步地，所述第一参考时间设置为大于等于24小时。
[0032] 进一步地，以太网参考频率无效状态下使用所述卡尔曼滤波估计的频率漂移参数调整所述环路滤波器输出的压控电压值，若超过设定的第二参考时间则不再调整所述压控电压值。
[0033] 进一步地，所述第二参考时间设置为小于等于24小时。
[0034] 本发明的有益效果如下：
[0035] 本发明所述的技术方案能够实现使用同步以太网传输的频率信号驯服本地频率源的方法。该方法的数字双混频时差测量法利用D触发器实现数字混频，可以实现低成本和高精度的鉴相器；利用数字比例积分(PI)控制器实现环路滤波器，可灵活调整环路参数，实现不同的环路带宽；通过卡尔曼滤波预测估计铷钟的频漂特性，可以在同步以太网参考频率丢失时继续补偿铷钟的频漂，保持铷钟的高精度频率输出。本发明能够在同步以太网的末端
节点，驯服恢复出低成本、兼具高准确度和稳定度指标的频率信号，从而利用以太网实现频率传递，实现数据通信网和频率同步网的双网合一。
附图说明
[0036] 下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
[0037] 图1示出本发明所述使用同步以太网驯服频率源方法的处理
流程图；
[0038] 图2示出本发明所述使用同步以太网驯服频率源方法的处理
框图；
[0039] 图3示出本发明的一个
实施例中所述接收并恢复同步以太网频率信号的示意图；
[0040] 图4示出本发明的一个实施例中所述数字双混频时差鉴相的框图；
[0041] 图5示出本发明的一个实施例中所述环路滤波器的框图；
[0042] 图6示出本发明的一个实施例中所述构建环路滤波器的流程图；
[0043] 图7示出本发明的一个实施例中所述利用卡尔曼滤波估计频率漂移参数的流程图；
[0044] 图8示出本发明的一个实施例中所述卡尔曼滤波递归
算法的框图。
具体实施方式
[0045] 为了更清楚地说明本发明，下面结合优选实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
[0046] 如图1和图2所示，本发明的一个实施例提供一种使用高精度同步以太网频率驯服本地低精度频率源(铷钟或晶振)的方法，包括：
[0047] S101：通过同步以太网接收并恢复远程高精度频率信号；如图3所示，利用支持同步以太网的物理层收发芯片(PHY)和介质
访问控制(MAC)芯片构建网络
接口电路的网络接口卡
硬件，从同步以太网络中接收数据码流，在进行以太网数据通信的同时，通过4B/5B解码从数据码流中恢复出125MHz的远程高精度同步以太网频率信号，该频率信号作为驯服本地铷钟的参考频率信号，即作为驯服环路的参考输入。
[0048] S103：计算所述本地低精度频率源的频率信号与远程高精度频率信号的相位差；进一步地，使用数字双混频时差法计算所述本地低精度频率源的频率信号和远程高精度频率信号的相位差。如图4所示，其中fclkA为同步以太网恢复的频率，fclkB为本地铷钟的频率，fPLL为双混频时差测量的公共频率。在数字双混频时差测量中，利用D触发器代替
混频器，fclkA和fclkB分别作为输入两个D触发器的
输入信号，fPLL做为两个D触发器的
时钟信号，D触发器的输出即数字混频后的差拍信号。两个差拍信号的时差测量结果经过转换后，即为fclkA和fclkB的相位差。
[0049] 在一个具体的示例中，同步以太网频率参考信号为125MHz的时钟信号fclkA，数字双混频时差测量的前提是两个输入信号同频，因此首先对铷钟输出的10MHz信号进行12.5倍频得到125MHz信号fclkB。利用D触发器实现数字混频，得到2路差拍信号。由D触发器的工作原理可知差拍信号的上升/下降沿与D触发器的时钟信号沿是对齐的。以D触发器的时钟信号即公共频率信号fPLL作为计数器时基信号，对数字混频后的2路差拍信号做时差测量，时差测量结果为k个fPLL时钟周期。该时差结果并不能直接作为fclkA和fclkB的相位差。若公共频率fPLL和差拍信号频率fbeat满足
[0050]
[0051]
[0052] 其中N为正整数；
[0053] 则数字双混频时差测量的
分辨率△tres为
[0054]
[0055] 即差拍信号的时差为1个fPLL时钟周期时，fclkA和fclkB的相位差为△tres；所以k个fPLL时钟周期对应的相位差△t为
[0056]
[0057] 其中k为正整数；
[0058] S105：使用环路滤波器对所述相位差进行滤波并计算环路参数；进一步地，使用数字比例积分控制器实现环路滤波器。在构建
锁相环路前，需要先计算环路中的鉴相增益和铷钟的压控增益，在此
基础上利用数字比例积分控制器构建环路滤波器，调整比例积分系数，实现预设的环路阻尼、带宽和时间常数等参数。在一个具体的示例中，由于同步以太网络传输和鉴相环节等噪声的存在，需要进一步构建环路滤波器对数字双混频测量得到相差进行滤波。利用数字比例积分器构建的滤波器如图5所示，积分器利用数字延迟器和加法器实现，其中Ts为数字锁相环的
采样频率，Kp为比例系数，Ki为积分系数。进一步地，所述环路滤波器为数字比例积分器，在计算环路的特征频率ωn和阻尼系数ξ前，需确定环路的鉴相增益Kd和铷钟的压控增益Kv。如图6所示，具体包括：
[0059] S151：计算环路的鉴相增益；环路的鉴相增益Kd计算如下：1个fclkA时钟周期对应的以rad为单位的相位为2π，即 所以△t对应的相位△φ＝2πfclkA△t，即[0060]
[0061] S153：计算环路的压控增益；环路的压控增益Kv计算如下：若铷钟的频率变化量与压控电压变化量的关系为△f Hz/V，例如当压控电压从0V变化到5V时，频率输出从10MHz-5Hz变化到10MHz+5Hz，则△f＝2，即压控电压每变化1V，输出频率变化2Hz，此时的压控增益为
[0062] Kv＝2π△f (6)
[0063] S155：根据所述环路的鉴相增益和压控增益计算环路的特征频率和阻尼系数；计算出鉴相增益Kd和压控增益Kv后，进一步计算环路的特征频率ωn和阻尼系数ξ[0064]
[0065]
[0066] S157：根据所述环路的特征频率和阻尼系数计算所述环路滤波器的比例系数和积分系数。根据环路参数ωn和ξ，可推导出比例系数和积分系数的取值，根据比例系数和积分系数即可实现驯服环路滤波器。
[0067]
[0068] S107：使用所述环路参数驯服并锁定所述本地低精度频率源的频率信号；由锁相环工作原理可知，锁相环的带宽决定了环路噪声与锁定时间。环路带宽大时，锁定时间短，但环路噪声大。考虑到驯服铷钟的实际工作状态可以在驯服环路启动工作时，使环路工作在“快速
跟踪模式”，即利用一套大带宽、高阻尼的环路参数使环路快速进入锁定，但此时的环路噪声较大；当环路锁定后，使环路工作在“锁定模式”：即利用一套小带宽、低阻尼的环路参数实现环路的低噪声锁定，通过“快速跟踪模式”和“锁定模式”两种工作模式，可实现驯服环路的快速低噪锁定。
[0069] 在本实施例中，所述驯服环路的快速低噪锁定包括第一环路参数和第二环路参数，当工作在快速跟踪模式时，所述第一环路参数设置为 相应的比例积分系数为Kp1和Ki1，可实现驯服环路快速锁定，但此时环路噪声较大；当工作在锁定模式时，所述第二环路参数设置为 相应的比例积分系数为Kp2和Ki2，可保持环路锁定的同时，降低环路噪声，实现环路低噪锁定。
[0070] 进一步地，所述环路滤波器输出压控电压对本地低精度频率源进行调节，所述本地低精度频率源锁定后，所述方法还包括对所述环路滤波器输出的压控电压进行卡尔曼滤波，对所述本地低精度频率源的频率漂移进行估计和预测。环路滤波器的输出，即铷钟压控电压的调整量，需要
叠加在铷钟的基准压控电压(如5V)上，然后需通过
数模转换器转化为模拟量，输出给铷钟压控端，调节铷钟频率，实现驯服锁定。铷钟存在固有的频漂和老化特性，即当铷钟的压控电压保持不变时，铷钟的频率输出具有一定的漂移。因此，工作在驯服状态的铷钟，驯服环路的压控电压变化规律即反映了铷钟的频漂规律，可以利用该特性对铷钟的频漂规律进行估计和预测。
[0071] 在本实施例中，如图7所示，具体包括：
[0072] S191：使用所述压控电压和其变化速率建立k时刻的状态向量Xk，建立状态方程和测量方程，并计算最优估计值 以压控电压和压控电压的变化速率建立状态向量其中xk和 分别为压控电压和压控电压变化速率的真值，则卡尔曼滤波的状态方程和测量方程为
[0073] Xk＝AXk-1+wk-1
[0074] yk＝CXk+vk
[0075] 其中
[0076] 上式中，yk为k时刻的观测量，即驯服锁定时环路滤波器输出的压控电压；Ts为相邻两次压控值的输出时间间隔；A为状态转移矩阵，C为
观测矩阵；wk和vk分别为过程噪声和测量噪声，其协方差分别为Q和R，可以通过实验具体测定，其中k表示时刻，k-1表示k的前一时刻。
[0077] S192：使用卡尔曼滤波预测方程根据最优估计值 计算k时刻的预测值 和该时刻的先验估计误差协方差 卡尔曼滤波用一套递推公式对系统状态进行最优估计，得到最优估计值 其递推过程如图8所示。
[0078] 首先利用预测方程根据k-1时刻的最优估计值 得到k时刻的预测值 根据k-1时刻的后验估计误差协方差Pk-1得到k时刻的先验估计误差协方差
[0079]
[0080] S193：使用卡尔曼滤波校正方程根据所述k时刻的先验估计误差协方差 计算卡尔曼滤波增益Kk，并校正预测值 得到最优估计值 同时计算后验估计误差协方差Pk；利用校正方程根据 计算卡尔曼滤波增益Kk，利用Kk和k时刻的观测值yk对预测值 进行校正，得到最优估计值 同时得到后验估计误差协方差Pk。
[0081]
[0082]
[0083]
[0084] 上述递归过程需要知道初始估计值 和P0，可以对一段时间内的压控值求平均和方差得到，一般取 其中E(x0)和D(x0)分别代表均值和方差。
[0085] S194：判断同步以太网参考频率是否有效，若有效则转入S195，否则转入S196；判断同步以太网参考频率是否有效；
[0086] S195：使用所述最优估计值 作为所述环路滤波器输出的压控电压值；
[0087] S196：判断卡尔曼滤波运行的时间是否满足设定的第一参考时间，若满足则转入S197，否则转入S198；
[0088] S197：按照所述卡尔曼滤波估计的频率漂移参数动态地调整所述环路滤波器输出的压控电压值以补偿所述本地频率源的频率漂移；
[0089] S198：不调整所述环路滤波器输出的压控电压值；
[0090] 其中k为正整数。
[0091] 在本实施例中，判断同步以太网参考频率是否有效，若有效则所述本地频率源进入“锁定模式”，则所述最优估计值 为压控电压值；否则所述本地频率源进入“
滑行模式”，按照所述估计的频率漂移参数动态地调整压控电压以补偿所述本地频率源的频率漂移。利用卡尔曼滤波得到状态最优估计值 后，当同步以太网参考频率有效时，利用 作为k时刻的压控电压值；当在k时刻同步以太网参考频率输入丢失时，驯服进入“滑行模式”，按照估计的频率漂移参数，利用 作为k+p时刻的压控电压值，继续动态调整压控电压以补偿铷钟的频漂。
[0092] 进一步地，所述第一参考时间设置为大于等于24小时。由于卡尔曼滤波预测参数误差的存在，在使用前需要满足一定时间的运行。
[0093] 进一步地，以太网参考频率无效状态下使用所述卡尔曼滤波估计的频率漂移参数调整所述环路滤波器输出的压控电压值，若超过设定的第二参考时间则不再调整所述压控电压值。
[0094] 进一步地，所述第二参考时间设置为小于等于24小时。
[0095] 在本实施例中，对驯服环路输出的压控电压进行卡尔曼滤波，对铷钟的频率漂移进行预测和估计。当同步以太网参考频率输入丢失时，驯服进入“滑行模式”：按照估计的频率漂移参数继续动态调整压控电压以补偿铷钟的频漂。由于卡尔曼滤波预测参数误差的存在，在进入“滑行模式”前，铷钟需工作在“锁定模式”至少24h，以减小卡尔曼滤波估计的频漂参数误差，同时，在进入“滑行模式”24h后，不再利用估计的频漂参数调整压控电压，铷钟进入“保持模式”：即锁相环输出的压控电压不再变化。
[0096] 本发明能够在同步以太网的末端节点，驯服恢复出低成本、兼具高准确度和稳定度指标的频率信号，从而利用以太网实现频率传递，实现数据通信网和频率同步网的双网合一。
[0097] 显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。
