一种基于有源毫米波倍频器基极偏置电压和基波输入信号功
率幅度关系的毫米波倍频器电路
技术领域
背景技术
[0002] 随着无线电技术的进一步发展，目前低
频率段
频谱资源已非常拥挤，对于未来超高速通信应用的需求，低频段的信道容量已经很难满足需求。然而，在毫米波频段，尚有大量的频谱资源未被开发和利用，毫米波频带更宽，可用于传输更高的速率，从而获得更大的通信容量。目前国际上对于毫米波频段已经涌现出越来越多的应用，包括无线局域网、太赫兹成像、毫米波车载雷达、
光谱学和遥感等。
[0003] 对所有这些毫米波系统来说，由于电路寄生参数的影响以及无源器件有限的品质因数，
硅基宽带低
相位噪声高输出功率频率源电路的设计一直是一个难点。常用的解决此问题的方案之一是采用低频
锁相环芯片加倍频链路以构成毫米波频段宽带高输出功率低
相位噪声的信号源芯片。在低频
锁相环加倍频链路结构中，
振荡器的
谐振腔工作在输出频率的N(N≥2)分之一处，变容管的品质因数得到了大幅度的提升，进而有效的提升了振荡器的相位噪声。此外，由于低频锁相环加倍频链路结构可以同时提取低频处的基波信号，工作在毫米波频段的
分频器也可以省略，可以大幅度减少频率源系统的功耗。
[0004] 然而，由于毫米波频段有源器件有限的MAG(最大可供
射频信号增益)，以及无源器件有限的品质因数值(通常由微带线、电感和电容决定)，有源倍频器的变频增益和最大输出功率随工作频率提升大幅度下降。常用的解决办法之一是通过增大输入基波信号的功率，利用有限的变频增益以得到相对较高的谐波
输出信号功率。但由于硅基芯片有限的
阈值电压，对应的低频锁相环芯片的输出功率值受限，很难提供足够的基波输入信号功率以驱动有源倍频器。
[0005] 因此，需要发明一种可根据基波输入信号功率大小，通过调节倍频核基极偏置电压以得到最大的变频增益和谐波输出信号功率的技术。
发明内容
[0006] 发明目的：针对现有有源毫米波倍频器的谐波输出信号功率和变频增益小的问题，本发明提出一种基于有源毫米波倍频器基极偏置电压和基波输入信号功率幅度关系的毫米波倍频器电路。
[0007] 技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：
[0008] 一种基于有源毫米波倍频器基极偏置电压和基波输入信号功率幅度关系的毫米波倍频器电路，包括基波信号输入端、射频
耦合器、射频
检波器、
单片机控制系统、输入匹配、毫米波
变压器、倍频核、输出匹配、谐波信号输出端和射频扼流圈L1，所述基波信号输入端将基波输入
信号传输至射频耦合器中，所述基波输入信号通过射频耦合器的直通端传输至输入匹配中，所述基波输入信号通过射频耦合器的耦合端传输至射频检波器中；
[0009] 所述输入匹配的输出端电性连接毫米波变压器的初级线圈的一端，所述毫米波变压器的初级线圈的另一端接地；
[0010] 所述射频检波器的输出端电性连接单片机控制系统的输入端，所述单片机控制系统的输出端电性连接毫米波变压器的次级线圈的射频中心虚地点和第一电容C1的输入端，所述第一电容C1的输出端接地；
[0011] 所述毫米波变压器的次级线圈的两端分别电性连接倍频核的两个基极端，所述倍频核的两个发射极均电性连接输出匹配的输入端和射频扼流圈L1的输入端，所述输出匹配的输出端电性连接谐波信号输出端，所述射频扼流圈L1的输出端接地。
[0012] 进一步地讲，所述射频检波器将基波输入信号转化为直流电平，并将所述直流电平传输至单片机控制系统中。
[0013] 进一步地讲，所述单片机控制系统输出基波输入信号对应的基极偏置电压，并将所述基极偏置电压通过毫米波变压器的次级线圈的射频中心虚地点传输至倍频核中。
[0014] 进一步地讲，所述倍频核的基极偏置电压的幅度由基波输入信号的功率范围决定。
[0015] 进一步地讲，所述倍频核包括有第一晶体管Q1和第二晶体管Q2，所述毫米波变压器的次级线圈的一端电性连接第一晶体管Q1的基极、另一端电性连接第二晶体管Q2的基极，所述第一晶体管Q1的集
电极电性连接第二晶体管Q2的集电极，所述第一晶体管 Q1的发射极电性连接第二晶体管Q2的发射极、输出匹配的输入端和射频扼流圈L1的输入端。
[0016] 进一步地讲，所述倍频核包括差分结构或单端结构。
[0017] 有益效果：与
现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益技术效果：
[0018] 本发明的输出功率提升技术不仅可以改善有源毫米波倍频器谐波输出信号功率，也可以改善直流到射频信号的转换效率，同时不会增加有源毫米波倍频器的功耗，从而改善了有源毫米波倍频器的变频增益，且适用于高输出功率和高效率的有源毫米波倍频器的应用场合中。
附图说明
[0019] 图1是本发明的毫米波倍频器系统的结构示意图；
[0020] 图2是本发明的毫米波倍频器系统应用在D波段毫米波倍频器的电路原理图；
[0021] 图3是本发明应用在一个D波段没有输入端二次谐波谐振腔的共集电极差分结构有源二倍频器的测试结果图；
[0022] 图中标号对应的部件名称：
[0023] 1、基波信号输入端；2、射频耦合器；3、射频检波器；4、单片机控制系统；5、输入匹配；6、毫米波变压器；61、毫米波变压器的初级线圈；62、毫米波变压器的次级线圈；7、倍频核；71、第一晶体管Q1；72、第二晶体管Q2；8、输出匹配；9、谐波信号输出端；10、射频扼流圈L1。
具体实施方式
[0024] 为使本发明
实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。其中，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的
选定实施例。
[0025] 实施例1
[0026] 参考图1，本实施例提供了一种基于有源毫米波倍频器基极偏置电压和基波输入信号功率幅度关系的毫米波倍频器电路，且该毫米波倍频器系统通过硅基双极型金属
氧化物
半导体集成电路工艺进行制作。同样地，该毫米波可以通过其他方式进行制作，并没有具体的要求，本实施例中的工艺只是其中的一种。
[0027] 该毫米波倍频器系统包括有基波信号输入端1、射频耦合器2、射频检波器3、单片机控制系统4、输入匹配5、毫米波变压器6、倍频核7、输出匹配8、谐波信号输出端 9和射频扼流圈L110。其中基波信号输入端1电性连接射频耦合器2的输入端，射频耦合器2的直通端电性连接输入匹配5的输入端、耦合端电性连接射频检波器3的输入端。也就是说，基波信号输入端1将基波输入信号传输至射频耦合器2中，之后基波输入信号通过射频耦合器2的直通端传输至输入匹配5中、通过射频耦合器2的耦合端传输至射频检波器3中。
[0028] 输入匹配5的输出端电性连接毫米波变压器的初级线圈61的一端，毫米波变压器的初级线圈61的另一端接地。
[0029] 同时射频检波器3的输出端电性连接单片机控制系统4的输入端，单片机控制系统 4的输出端电性连接毫米波变压器的次级线圈62的射频中心虚地点和第一电容C1的输入端，其中第一电容C1的输入端也电性连接毫米波变压器的次级线圈62的射频中心虚地点，第一电容C1的输出端接地。
[0030] 也就是说，射频检波器3接收到射频耦合器2传输过来的基波输入信号后，射频检波器3将基波输入信号转化为直流电平，并将该直流电平传输至单片机控制系统4中。在单片机控制系统4中设置有控制程序，从而单片机控制系统4可以通过控制程序输出直流电平对应的基极偏置电压，并将该基极偏置电压通过毫米波变压器的次级线圈62 的射频中心虚地点传输至倍频核7中。
[0031] 在本实施例中，倍频核7包括有第一晶体管Q171和第二晶体管Q272。其中毫米波变压器的次级线圈62的两端分别电性连接倍频核7的两个基极端，即毫米波变压器的次级线圈62的一端电性连接第一晶体管Q171的基极、另一端电性连接第二晶体管Q272 的基极。
[0032] 第一晶体管Q171的集电极电性连接第二晶体管Q272的集电极，第一晶体管Q171 的发射极电性连接第二晶体管Q272的发射极。同时第一晶体管Q171的发射极和第二晶体管Q272的发射极均电性连接输出匹配8的输入端和射频扼流圈L110的输入端，输出匹配8的输出端电性连接谐波信号输出端9，射频扼流圈L110的输出端接地。
[0033] 在本实施例中，具体地讲，倍频核7的基极偏置电压是幅度可控制的变量。当倍频器基波输入信号的功率范围需要调整时，只需要调节倍频核7的基极偏置电压的幅度，从而即可对倍频器基波输入信号的功率范围进行调整。也就是说，基波输入信号的功率范围由倍频核7的基极偏置电压的幅度决定。
[0034] 同时倍频核7的结构并没有限制，既可以是差分结构也可以是单端结构，可以根据实际要求进行具体选择。
[0035] 参考图2，图2中包括有四幅图，其中图2(a)为没有输入端二次谐波谐振腔的共集电极差分机构有源二倍频器，其基本结构是一个倍频核基极偏置电压根据倍频器输入射频信号功率大小可调、以获得最大输出谐波信号功率的有源差分二倍频器，包括有基波信号输入端口，输入匹配网络，输入单端到
差分信号转换的毫米波变压器，差分结构倍频核晶体管对(Q1、Q2)、射频扼流圈L1，输出匹配网络和谐波信号输出端口。
[0036] 与传统毫米波倍频器固定的基极偏置电压不同的是，该倍频器的基极偏置电压设置成外部电压值可调的变量，对于给定的某一个基波输入信号功率值，可以通过调节基极偏置电压值，以得到最大的变频增益和谐波输出信号功率值，从而可以改善毫米波倍频器直流到射频信号的转换效率。
[0037] 图2(b)为有输入端二次谐波谐振腔的共集电极差分机构有源二倍频器，与图2(a) 的有源二倍频器不同之处在于：输入端加了一个由
串联电感电容构成的二次谐波
谐振器，该谐振器可以有效的谐振掉反射回来的二次谐波信号功率，进一步提升二倍频器的变频增益和输出射频信号功率，但是会恶化倍频器的工作带宽。其中由串联电感电容构成的二次谐波谐振器具体为：第二电感L2的输入端电性连接第四晶体管Q4的基极、输出端电性连接第二电容C2的输入端，所述第二电容C2的输出端接地。
[0038] 图2(c)为没有输入端二次谐波谐振腔的共发射极差分机构有源二倍频器，与图2 (a)的有源二倍频器不同之处在于：倍频核采用的是共发射极结构。区别在于：图2 (a)中的有源二倍频器适用于工作频率较高的场景中，图2(c)中的有源二倍频器适用于工作频率较低的场景中。
[0039] 图2(d)为有输入端二次谐波谐振腔的共发射极差分机构有源二倍频器，与图2(c) 之间的区别和图2(a)与图2(b)之间的区别相同，此处将不再进行重复阐述。
[0040] 参考图3，从图中可以发现，对于不同的基波输入信号功率值，最大的谐波输出信号功率均对应有不同的基波偏置电压。例如，当基波输入信号功率值为10dBm时，基极偏置电压在0.1到0.7V的区间变化时，所得到的倍频器谐波输出信号的功率在-9.5到 2.3dBm区间变化，且谐波信号输出功率在0.55V的基极偏置电压状态下达到最大值，即谐波信号输出功率为2.3dBm，基极偏置电压的改变对倍频核谐波输出信号功率值有明显的提升。
[0041] 同时从图3中可以清晰地看出，随基波输入信号功率值的提升，对应得到最大谐波输出信号功率值所需要的基极偏置电压逐渐减小，当基波输入信号功率从10dBm变化到16dBm时，最大谐波输出信号功率值所需要的基极偏置电压从0.55V逐渐减小到0.15 V。
[0042] 以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构和方法并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均属于本发明的保护范围。
