雷达用PLL电路
阅读：706发布：2020-05-15
专利汇可以提供雷达用PLL电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且多频段控制振荡部(23、223)构成为，将根据控制 信号 (Vc)使 频率 渐增或渐减的频段相互离开地具备多个、并且能够从多个频段中选择切换1个频段，如果频段被切换，则生成在切换后的频段之中与 控制信号 对应的频率的信号作为基准信号。频段设定部(21、221)设定多频段控制 振荡器 (23、223)的频段。控制指令输出部(11)输出使频率渐增/渐减的控制指令(Ramp#on)。在控制指令输出部(11)输出从前次的第1开始频率渐增或渐减到 停止频率 的控制指令后，在开始输出从此次的第2开始频率渐增或渐减的控制指令之前，频段设定部(21、221)设定在此次以后使用的频段。，下面是雷达用PLL电路专利的具体信息内容。
1.一种雷达用PLL电路，是构成具备生成基准信号的PLL电路(12)、根据上述基准信号生成雷达发送波并向对象物发送的发送部(8)、以及根据上述基准信号接收从上述对象物反射的反射信号的接收部(9)的雷达系统(1)的上述PLL电路，
上述雷达用PLL电路具备：
多频段控制振荡部(23、223)，构成为，具备根据控制信号(Vc)使频率渐增或渐减的多个频段，该多个频段相互离开，并且能够从上述多个频段之中选择切换1个频段，在上述频段被切换的情况下，生成在切换后的频段之中与上述控制信号对应的频率的信号作为上述基准信号；
频段设定部(21、221)，设定上述多频段控制振荡器的频段；以及
控制指令输出部(11)，输出使上述频率渐增或渐减的控制指令(Ramp#on)；
在上述控制指令输出部结束输出指示从前次的第1开始频率渐增或渐减到停止频率的控制指令后，且开始输出指示从此次的第2开始频率渐增或渐减的控制指令之前，上述频段设定部设定上述此次之后使用的上述频段。
2.如权利要求1所述的雷达用PLL电路，
还具备在开始输出指示从上述此次的第2开始频率渐增或渐减的控制指令之前、对根据被输入的频率指令而变化的上述控制信号(Vc)进行监视的监视部(22)；
上述频段设定部(21)根据由上述监视部监视的控制信号设定频段。
3.如权利要求2所述的雷达用PLL电路，
由上述监视部监视控制信号的值，判定上述控制信号的值是否包含在规定范围，如果没有包含在上述规定范围，则上述频段设定部(21)将前次的频段的信息加减偏移(offset)而设定此次以后使用的频段以使其包含在上述规定范围。
4.如权利要求2所述的雷达用PLL电路，
由上述监视部监视控制信号的值，将上述控制信号的值与规定的多个等级的低阈值及多个等级的高阈值比较，上述频段设定部(21)，在上述控制信号的值比低阈值小时，将上述前次的频段的信息减去与上述控制信号和低阈值之差对应的倍数的偏移，从而设定此次以后使用的频段，在上述控制信号的值比高阈值大时，将上述前次的频段的信息加上与上述控制信号和高阈值之差对应的倍数的偏移，从而设定此次以后使用的频段。
5.如权利要求1～4中任一项所述的雷达用PLL电路，
上述频段设定部设定为此次的频段。
6.如权利要求1～4中任一项所述的雷达用PLL电路，
上述频段设定部设定为上述接着此次的下次的频段。
7.如权利要求1所述的雷达用PLL电路，
还具备频段校准部(30)，该频段校准部(30)基于将参考时钟与将上述多频段控制振荡部的输出信号分频后的信号的相位进行比较所得的比较结果，事前校准与上述控制信号对应的频率相当于哪个频段；
上述频段设定部参照上述校准后的结果而设定频段。
雷达用PLL电路
技术领域
[0002] 本公开涉及雷达用PLL(Phase Locked loop)电路。
背景技术
[0003] 近年来，提出了数量较多的碰撞防止及自动驾驶等的技术，使用雷达技术来测量从本装置到物标的距离的技术受到关注。例如申请人提案了汽车用的毫米波带雷达装置作为测量从本装置到物标的距离的装置。在该雷达装置的内部组装了各种电子部件，在该电子部件之中采用使用了电压控制振荡器的PLL电路。
[0004] 现有技术文献
[0005] 专利文献
[0007] 这种雷达中所使用的PLL电路可以考虑设计用来满足雷达的规格频带的第1范围(range)、用来校正制造工艺及电源电压、温度(所谓PVT)的变化所造成的偏差的第2范围、表示调制频带的第3范围。作为调整这些范围时能够应用的技术，提出了多频段(multiband)结构的电压控制振荡器(例如，参照专利文献1)。
[0008] 车载雷达装置采用如下述的方式：使用所谓FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave、调频连续波)调制方式、锯齿波调制方式、或线性调频(chirp)调制方式等各种调制方式来使调制信号的频率渐增或渐减，将该生成信号作为雷达发送波向对象物输出，基于从该对象物接收到的信号取得关于对象物的信息。如果将专利文献1记载的多频段的电压控制振荡器适用于雷达装置，则能够一边通过切换固定电容来选择频段，一边使用可变电容的变化量作为调制频率的渐增或渐减变化量。
[0009] 但是，在使用上述那样的受限的调制方式的情况下，例如在本车的车载雷达装置使用与其他车上所搭载的车载雷达装置同样的特定的调制方式等情况下存在相互干扰，有可能发生误识别、误判断。
[0010] 因此，发明人考虑，通过与在上述调制方式中渐增或渐减的频率宽度相比将频率可变宽度尽量扩展，例如采用一边使频率渐增或渐减一边使该频率分步变化或频率扩散等的独特的频率变化模式，尽可能不发生与其他装置之间的干涉。
[0011] 此外，雷达装置由于调制频率宽度在规格频带中所占的比例比专利文献1记载的便携电话等的规格大，所以不易受到专利文献1记载的多频段结构的优点。即在雷达装置中，虽然能够使用多频段结构的可变电容的变化量作为调制频率的变化量，但为了实现独特(唯一)的频率变化模式，进一步对基于可变电容的频率可变宽度进行扩展在实用上存在困难。
[0012] 本公开的目的是提供一种雷达用PLL电路，所述雷达用PLL电路是在将使频率渐增或渐减后的信号向对象物发送的雷达装置中使用的PLL电路，能够将频率可变宽度相比于该可渐增或渐减的频率宽度进一步扩展，能够容易地采用独特(唯一)的频率变化模式。
[0013] 本公开的一方式以具备生成基准信号的PLL电路、根据上述基准信号生成雷达发送波并向对象物发送的发送部、以及根据上述基准信号接收从上述对象物反射的反射信号的接收部的雷达系统为对象，以上述PLL电路为对象。该一方式具备多频段控制振荡部、频段设定部和控制指令输出部。多频段控制振荡部构成为，将根据控制信号使频率渐增或渐减的频段相互离开地具备多个、并且能够从多个频段中选择切换1个频段，如果频段被切换，则生成在切换后的频段之中与控制信号对应的频率的信号作为基准信号。频段设定部设定多频段控制振荡器的频段。控制指令输出部输出使频率渐增或渐减的控制指令。
[0014] 在控制指令输出部结束输出从前次的第1开始频率渐增或渐减到停止频率的控制指令后，在开始输出从此次的第2开始频率渐增或渐减的控制指令之前，频段设定部设定在此次以后使用的频段。频段设定部设定频段，多频段控制振荡部能够生成在切换后的1个频段中与控制信号对应的频率的信号作为基准信号，与能够渐增或渐减的频率宽度相比能够将频率可变宽度进一步扩展，能够容易地采用独特(唯一)的频率变化模式。附图说明
[0015] 关于本公开的上述目的及其他目的、特征及优点一边参照附图一边通过下述详细的记述会变得更明确。
[0016] 图1是概略地表示第1实施方式的整体系统的电气结构图。
[0017] 图2是PLL电路的电气结构图。
[0018] 图3是多频段VCO的结构例。
[0019] 图4是多频段VCO的VCO频率对VCO控制电压的特性图。
[0020] 图5是电平比较器(level comparator)和预充电电压施加部的结构例。
[0021] 图6是说明处理动作的流程图。
[0022] 图7是频段校准(band calibration)处理的说明图之1。
[0023] 图8是频段校准处理的说明图之2。
[0024] 图9是频段校准处理的说明图之3。
[0025] 图10是表示频率的变化模式(pattern)的时间图。
[0026] 图11是随付效果的说明图。
[0027] 图12是第2实施方式的多电平比较器的结构例。
[0028] 图13是说明第3实施方式的处理动作的流程图。
[0029] 图14是表示频率的变化模式的时间图。
[0030] 图15是说明第4实施方式的处理动作的流程图之1。
[0031] 图16是说明处理动作的流程图之2。
[0032] 图17是表示频率的变化模式的时间图。
[0033] 图18是第5实施方式的PLL电路的电气结构图。
具体实施方式
[0034] 以下，参照附图对雷达用PLL(Phase Locked loop)电路的几个实施方式进行说明。在以下说明的各实施方式中，关于进行相同或类似的动作的结构赋予相同或类似的标号，根据需要而省略说明。另外，在下述的实施方式中，对于相同或类似的结构，对标号的十位和个位赋予相同标号而进行说明。以下，说明对毫米波雷达系统应用的形态。
[0035] (第1实施方式)
[0036] 图1至图11表示第1实施方式的说明图。图1概略地表示整体系统的结构。该毫米波雷达系统1具备1芯片型的收发机搭载IC2、发送天线3、接收天线4、控制器5及基准振荡电路6。收发机搭载IC2和控制器5既可以1芯片化而构成，也可以分体地构成。收发机搭载IC2连接着控制器5和基于晶体振荡器的基准振荡电路6。基准振荡电路6生成某一基准频率的参考时钟，将该参考时钟向收发机搭载IC2的内部的调制解调信号生成部7输出。
[0037] 收发机搭载IC2具备调制解调信号生成部7、发送部8、接收部9及电路控制寄存器10。控制器5对应于在电路控制寄存器10中写入开始频率fsta等的频率指令及中间频率放大器19的放大率等的参数，进行对收发机搭载IC2内的指令处理及电路控制处理。收发机搭载IC2通过半导体集成电路装置而构成。
[0038] 调制解调信号生成部7具备作为控制指令输出部的斜波发生器(Ramp Wave Generator)11及PLL电路12。斜波发生器11根据输入到电路控制寄存器10中的频率指令，例如生成用来在时间上使频率渐增或渐减的指令信号(开始频率fsta→停止频率fsto)及各种控制指令(斜坡控制信号(Ramp Control Signal)Ramp#on)，向PLL电路12输出。
[0039] 这里，对斜波发生器11生成锯齿波的情况进行例示，但根据采用的调制方式，例如也可以使用生成输出线性调频脉冲、FMCW波等的在时间上渐增或渐减的信号的块，只要是生成在时间上渐增或渐减的信号作为调制信号的方式，调制方式没有被限制。
[0040] 调制解调信号生成部7在输入了基准振荡电路6的参考时钟的情况下，在预先设定的规格频带内通过锯齿波调制方式(规定的调制方式)渐增或渐减而生成，作为高精度的本地信号输出。该本地信号的频率被调整为Fmod/N(N是后述的N倍频器13、17等的倍频数)，并输出至发送部8及接收部9。这里规格频带示出了，调制解调信号生成部7通过规定的调制方式渐增或渐减地生成频率为Fmod/N的本地信号的形态，但也可以生成频率Fmod的本地信号，其信号形态没有被限定。
[0041] 发送部8具备将本地信号进行N倍频的N倍频器13、将该N倍频器13输出的信号移相的移相器14、以及将移相器14的输出放大的放大器15，输出放大器15的放大信号。N倍频器13由于将调制解调信号生成部7的输出进行N增倍，所以N倍频器13的输出信号的频率成为调制频率Fmod，该信号通过移相器14被移相并通过放大器15被放大。因而，发送部8的发送信号的频率成为调制频率Fmod。
[0042] 该发送部8的发送信号经由发送天线3作为雷达发送波被向外部输出。移相器14被设置为使从N倍频器13输出的信号的相位变化。在图1中进行了例示，但发送天线3例如包括基于贴片天线的平面型天线等的多个天线元件。此外，移相器14例如在构成发送天线3的多个天线元件的各自上各连接着1个，与各个天线元件对应地使相位变化。由此，能够通过波束形成技术来调整发送方向。另外，移相器14可以使用线路切换型移相器及反射型移相器等。
[0043] 如图1所示，发送天线3输出的雷达发送波在对象物T反射而产生反射信号。该反射信号被输入到接收天线4。接收天线4例如也通过基于贴片天线的平面型天线等构成，接收雷达波。这些发送天线3及接收天线4的天线元件虽然没有图示，但以相互邻接的天线元件的间隔为等距离的方式平行地配置。
[0044] 另一方面，接收部9具备低噪声放大器16、N倍频器17、混合器18、中间频率放大器19及A/D变换器20。接收部9经由接收天线4接收信号。低噪声放大器16根据规定的放大率放大接收信号，向混合器18输出该放大信号。N倍频器17将由调制解调信号生成部7输出的信号进行N倍频，向混合器18输出。
[0045] 混合器18构成为频率变换部，将低噪声放大器16的输出信号与N倍频器17输出的调制信号进行混合，将该被混合并频率变换后的信号向中间频率放大器19输出。中间频率放大器19例如包括而可变放大器构成，根据电路控制寄存器10中被设定的放大率进行放大，将该放大后的信号向A/D变换器20输出。A/D变换器20将该放大后的模拟信号进行数字转换，向控制器5输出。控制器5例如包括具有CPU、ROM、RAM等的微型计算机(都未图示)而构成，取得由接收部9变换后的数字数据。
[0046] 该毫米波雷达系统1通过采用这样的结构，例如搭载在车辆前方能够发送雷达波，收发毫米波(例如80GHz频带：76.5GHz)频带的雷达波，控制器5执行基于从接收部9取得的数字数据的信号处理，从而计算关于对象物T的信息。该对象物T例如是先行车辆等的其他车辆或路上的路侧物体等。作为关于该对象物T的信息，例如是距离或相对速度、方位等的信息。
[0047]
[0048] 以下，详细说明作为本实施方式的特征的一部分的雷达用PLL电路12的结构例。该PLL电路12具备作为频段设定部的频段控制逻辑21、作为监视部的电平比较器22、电压控制振荡器(相当于多频段控制振荡部：以下称作VCO)23、分频器24、MMD(Multi Modulus Divider)25、相位比较器26、作为循环滤波器的低通滤波器27、预充电电压施加部28、小数点运算逻辑部29及频段校准部30，输入基于斜波发生器11的各种信号而进行动作。
[0049] 预充电电压施加部28将以预充电电压Vcharge为初始电压的VCO控制电压(相当于控制信号)Vc向VCO23输出。该预充电电压施加部28如图2所示，包括直流电压源28a及预充电用的开关28b，直流电压源28a当预充电用的开关28b被导通时将预充电电压Vcharge作为VCO控制电压Vc输出。
[0050] VCO23构成为，输出与被输入的VCO控制电压Vc对应的电压，详细情况如构成为图3中所示的一例。图3的VCO23由所谓多频段型的LC谐振型振荡电路构成，具备恒流源31、电感器32、33、固定电容元件34～37、控制开关38～39、电压控制电容部40和一对N沟道型的MOS晶体管41、42。
[0051] MOS晶体管41及42它们的源极被共通连接并且相互栅极和漏极被交叉结合。在该MOS晶体管41及42的共通源极与地电位之间连接着恒流源31。此外，在各MOS晶体管41及42的漏极与电源电压VDD的供给节点之间分别连接着电感器32、33。此外，在各MOS晶体管41及42的漏极间串联连接着控制开关38及固定电容元件34及35，进而，控制开关39及固定电容元件36及37被串联地连接。
[0052] 这些控制开关38、39及固定电容元件34～37在一对MOS晶体管41及42的漏极间并联连接有多个。在该图3中仅图示了2个这些控制开关与固定电容元件的串联电路，但实际上并联连接着与所需的频段的阶数(日语：階調数)对应的个数(例如8个：bit＝256阶)。固定电容元件34及35被设定为相同的电容值，固定电容元件36及37也被设定为相同的电容值。
[0053] 并联连接的多个固定电容元件34及35的合成电容与固定电容元件36及37的合成电容的比率例如被设定为基准电容值的2的m次幂(m＝0，1，2…)的比率。控制开关38～39能够根据从频段控制逻辑21给出的控制信号而进行导通、断开切换。因而，频段控制逻辑21通过向VCO23的各控制开关38～39给予控制信号而决定各控制开关38～39的导通、断开状态，由此将VCO23的频率变动范围固定化。将该频率变动范围称作频段，通过频段控制逻辑21切换各控制开关38及39的导通、断开状态，能够将其固定化为多个相互分离的频段中的某1个频段，由此能够设定多频段的频率变动范围。
[0054] 此外，在两MOS晶体管41及42的漏极间连接着电压控制电容部40。该电压控制电容部40具备一对漏极源极间分别被共通连接的MOS晶体管43及44。电压控制电容部40通过将这一对MOS晶体管43及44的栅极－漏极源极共通连接节点串联连接在MOS晶体管41及42的漏极间而构成。通过将VCO控制电压Vc给予电压控制电容部40，电压控制电容部40的电容值变化。由于VCO23的振荡频率变化，所以VCO23能够输出与VCO控制电压Vc对应的频率的信号。
[0055] 图4表示多频段的频率变动范围。图4的一条实线表示一频段中的与VCO控制电压Vc对应的VCO23的输出频率的变动范围，多频段的频率变动特性为相互离开地具备多个该频段的频率特性。VCO23通过上述的结构，能够从这些多个频段中选择切换1个频段而构成。
[0056] 如该图4所示，VCO23优选的是考虑了雷达系统1的规格频带fz、在一频段中为有效的频带fv(即调制带域)而进行设计，但除此以外，优选的是设置裕量范围fmu及fmd用来校正因制造工艺或电源电压、环境温度的变化(所谓PVT)而造成的偏差。
[0057] 该裕量范围fmu及fmd设置为雷达系统1的规格频带fz的上下，由此，即使伴随着PVT偏差而VCO23的输出频率上下变动，也能够涵盖规格频带fz内的变动范围，能够避免由于PVT偏差带来的不良影响。
[0058] 此外，通常在想要将VCO23的频率变化范围构成得较宽的情况下，如图4的单点划线的电压变化特性Vo所示，可以考虑电路构成为，不设置固定电容元件34～37而仅通过与VCO控制电压Vc的变化对应的电压控制电容部40的电容变化来涵盖全部的频率范围fz+fmu+fmd。但是，当采用这样的结构时，VCO控制电压Vc－输出电压Vo的特性变得过于陡峭。因此，如果在VCO控制电压Vc中叠加了噪声，则与该噪声对应地VCO23的输出信号的频率变化量变大，不被优选。因此，在本实施方式中，采用使用控制开关38及39切换固定电容元件34～37的多频段结构。由此，能够将VCO23的变换增益的灵敏度抑制得较低，能够得到良好的噪声特性。
[0059] 此外，图2所示的分频器24将该VCO23的输出信号分频，频率变换为几GHz频带并向MMD25输出。另一方面，斜波发生器11生成在时间上倾斜变化的锯齿波的信号作为数字信号，将该数字信号向小数点运算逻辑部29输出。
[0060] 小数点运算逻辑部29是用来决定MMD25的分频比的分频比设定模块，根据需要的动作频率将从斜波发生器11给出的数字信号变更而变更向MMD25给出的值即分频比，并赋予该MMD25。MMD25是用来将从VCO23经过分频器24而得到的输出再次分频的多模分频器，根据从小数点运算逻辑部29给出的分频比，将分频器24的输出信号再次进行分频，向相位比较器26及频段校准部30输出。相位比较器26根据参考时钟与MMD25的输出的相位差而进行信号输出，LPF27对该信号进行低通滤波处理，作为VCO控制电压Vc向电平比较器22及VCO23输出。
[0061] 在图5中一起表示了电平比较器22与预充电电压施加部28的电压源28a的结构例。电平比较器22具备2组由差动对45a、45b、有源负载46a、46b及电流源47a、47b形成的图示形态的比较器48a、48b，并且具备将电源电压Vdd分压的分压电路49，作为监视VCO控制电压Vc的监视部发挥功能。
[0062] 分压电路49将电阻50～53与电源电压Vdd－地电位GND的供给节点串联连接而构成，生成将电源电压Vdd分压后的中间电压(例如Vdd/4)作为预充电电压Vcharge。此外，分压电路49将与VCO控制电压Vc的上限电压对应的上限值VtH以比预充电电压Vcharge高的电压分压生成并输出，将与VCO控制电压Vc的下限电压对应的下限值VtL以比预充电电压Vcharge低的电压分压并输出。
[0063] 一方的比较器48b以由分压电路49生成的下限值VtL为输入，将该下限值VtL与VCO控制电压Vc进行电平比较，作为标志VtL#hit，进行单端输出。另一方的比较器48b以由分压电路49生成的上限值VtH为输入，将该上限值VtH与VCO控制电压Vc进行电平比较，作为标志VtH#hit，进行单端输出。于是，如果VCO控制电压Vc不到下限值VtL，则标志VtL#hit变化，如果超过上限值VtH，则标志VtH#hit变化。因此，电平比较器22能够检测出VCO控制电压Vc与下限值VtL、上限值VtH相比是哪个范围的电平。
[0064] 此外，预充电电压施加部28的电压源28a构成为，取得分压电路49的分压电压作为预充电电压Vcharge，从电压缓冲部28c经过开关28b作为VCO控制电压Vc输出。
[0065] 当使用锯齿波调制方式在1个频段内将频率渐增时，如图4所示，优选的是将与比较低的VCO控制电压Vc对应的开始频率fsta设为较低的频率，将与比较高的VCO控制电压Vc对应的停止频率fsto设为较高的频率。于是，能够将与电压控制电容部40的电容值的变化对应的可变频率宽度尽量保持得较宽。
[0066] 优选的是将与满足这样的条件的开始频率fsta对应的VCO控制电压Vc设为比电源电压Vdd的半值低的值(例如Vdd/4)。此时，上限值VtH及下限值VtL与比该电源电压Vdd的半值低的值(例如Vdd/4)匹配而分别被设定为与比电源电压Vdd的半值低的上述的值相比稍大的值或稍小的值(例如Vdd/4+0.1V，Vdd/4－0.1V)。该上限偏差及下限偏差(例如0.1V)被设定为相互相同的值。频段控制逻辑21通过参照这些标志VtH#hit及VtL#hit，能够判定VCO控制电压Vc是否是上限值VtH及下限值VtL的范围内。
[0067] 如果考虑图5的电路结构，则预充电电压Vcharge与判定用的上限值VtH、下限值VtL和PVT(工艺、电源电压、温度的变动)对应而同样为线性地变化的关系，所以该电压差不受该PVT的影响而被稳定输出。
[0068] 另一方面，图2所示的斜波发生器11向频段控制逻辑21发送斜坡控制信号Ramp#on。频段控制逻辑21构成为，输入该斜坡控制信号Ramp#on，并且输入电平比较器22的输出，根据这些被输入的信号将VCO23的控制开关38～39控制为导通或断开，从而选择VCO23的频段。另外，在图2中与斜坡控制信号Ramp#on并行地图示了比较控制信号Comp#on，但在本实施方式中不使用该比较控制信号Comp#on而进行处理。该比较控制信号Comp#on是在后述的第3实施方式中为了计测比较定时而使用的，是为了容易理解第3实施方式的说明而进行图示。
[0069] VCO23通过由频段控制逻辑21将控制开关38～39控制为导通或断开，从而根据经由低通滤波器27输入的VCO控制电压Vc而输出例如40GHz频带的基准信号。此外，频段校准部30以MMD25的输出和参考时钟为输入，被设置为将与VCO控制电压Vc的开始频率fsta对应的频段校准，例如构成为，使用二分查找方式自动地切换频段。参考时钟是作为基准的频率的时钟信号。频段校准部30基于对参考时钟与将VCO23的输出信号用分频器24及MMD25分频后的信号的相位进行比较的比较结果，对于与VCO控制电压Vc对应的频率对应于哪个频段来进行校准。
[0070] 使用图6的流程图及图7至图9的说明图，对上述结构的动作进行说明。
[0071] 频段校准部30在图6的S1中以开始频率fsta(0)执行频段校准处理。此时频段校准部30将PLL环路(例如LPF27的输出)设为开环，将预充电电压施加部28的开关28b导通，将电压源28a的输出作为VCO控制电压Vc而固定于预充电电压Vcharge，与所设定的开始频率fsta(0)的分频比匹配，从多频段的中心频段(例如256阶的情况下是频段b128)起使用二分查找法依次切换。
[0072] 在图7中表示了沿着该二分查找法的频段的切换模式的一例。如图7所示，频段校准部30在定时Bcal#start将频段设定为中心频段b128，根据MMD25的输出与参考时钟输出的相位差切换频段。频段的切换方法通过由频段控制逻辑21将控制开关38～39控制为导通或断开来进行。
[0073] 频段校准部30通过将这样的处理以比特数(例如8)反复进行，选择与开始频率fsta(0)对应的最优的频段bn。并且，频段校准部30在定时Bcal#finish决定了与开始频率fsta(0)对应的最优的频段bn后，在期间T2将预充电电压施加部28的开关28b断开并将PLL环路设为闭环，使PLL相位锁定。由此，能够一边用二分查找方式切换频段，一边选择最优的频段bn并进行PLL锁定。在图8中概略地表示了基于二分查找法的频段的切换方法，通过应用该二分查找法，例如可以选择8比特＝256个频段中的某个频段作为最优频段bn。
[0074] 如图6所示，频段控制逻辑21将在S2中由频段校准部30调整后的频段bn作为频段B(0)存储，根据在S3中被输入的频率指令而设定开始频率fsta(0)，在S4中设定频段B(0)，在S5中开始沿着线性调频模式(chirppattern、啁啾模式)Cha(0)随着时间经过而使频率逐渐变化(即渐增或渐减)的线性调频处理(chirp process、啁啾处理)。
[0075] 图9表示由线性调频处理带来的频率变化。如果说明进行上升啁啾控制的形态，则如图9所示，在1个频段bn中，通过使VCO控制电压Vc从开始电压Vc#start到停止电压Vc#stop上升变化，从而使振荡频率从开始频率fsta到停止频率fsto变化。
[0076] 例如图10所示，作为独特的频率变化模式，说明一边以台阶状使开始频率变化一边进行上升线性调频控制的形态。
[0077] 如图10所示，斜波发生器11通过在定时t0向频段控制逻辑21输出斜坡控制信号Ramp#on的上升信号并且向小数点运算逻辑29输出控制信号，从而从开始频率fsta(0)起，沿着线性调频模式Cha(0)使频率单调线性增加而变化。此时，斜波发生器11将沿着线性调频模式Cha(0)变化的最终频率设为停止频率fsto(0)，在达到了该停止频率fsto(0)的定时t1，使斜坡控制信号Ramp#on下降。由此，在S6中结束线性调频模式Cha(0)的线性调频处理。
[0078] 然后，斜波发生器11在图6的S7中将变量n设定为1并将频段B(n)设为与频段B(0)相等，在S8中设定为与该变量n对应的开始频率fsta(n)，在S9中设定为与变量n对应的频段B(n)。
[0079] 此时，频段B(n)被维持为频段bn的原状，但频率被设定为开始频率fsta(1)。在本实施方式中，该开始频率fsta(1)被设定为比开始频率fsta(0)高且比停止频率fsto(0)低的中间频率。因此，在S8、S9中，使VCO控制电压Vc的控制电压急剧地变化为与频段bn中的开始频率fsta(1)对应的电压。
[0080] 斜波发生器11以经过了考虑到PLL环路中的相位锁定控制时间的预先设定的规定时间后的定时(图10的t1a的定时)向电平比较器22及频段控制逻辑21输出斜坡控制信号Ramp#on，频段控制逻辑21在受理了该斜坡控制信号Ramp#on后的定时，参照电平比较器22的输出标志VtH#hit、VtL#hit，判定VCO控制电压Vc是由上限值VtH、下限值VtL规定的哪个范围内的电平。
[0081] 频段控制逻辑21在图6的S10中根据电平比较器22的输出标志VtL#hit来判定是否是VCO控制电压Vc<下限值VtL，当在S10中判定为”是”时，在S11中设为下次频段B(n+1)＝B(n)－(offset)。即设为将频段B(n+1)的频率降低了相当于偏移频率offset量的频段。
[0082] 此外，频段控制逻辑21当在图6的S10中判定为“否”时，向S12转移，在S12中基于电平比较器22的输出标志VtH#hit判定是否是VCO控制电压Vc>上限值VtH。频段控制逻辑21当在S12中判定为”是”时，在S13中对斜波发生器11指令，以设为下次的频段B(n+1)＝B(n)+(offset)。即，斜波发生器11设频段bn的频率提高了相当于偏移频率offset的量的频段。
[0083] 该偏移频率offset为能够基于VCO增益Kv[GHz/V]和频段频率步长[MHz/code]设定的频率。例如，如果设计为VCO增益Kv＝1.2[GHz/V]，频段频率步长＝40[MHz/code]，电平比较器22的阈值电压为上限值VtH＝Vcharge+0.1[V]，则能够估计为偏移频率offset＝+3[code]，通过使频段bn变化相当于该值+3从而能够对应。此外，频段控制逻辑21当在S10及S12中都被判定为”否”时，向S14转移，在S14中向斜波发生器11指令以设为下次的频段B(n+1)＝B(n)。即，斜波发生器11将下次的频段B(n+1)设为与此次的频段B(n)相同。
[0084] 接着，斜波发生器11将在S11、S13、S14中分别设定的频段B(n+1)存储到内部存储器中，在S16中开始第n次的线性调频处理，在S17中结束第n次的线性调频处理，在S18中设为n＝n+1，将处理返回到S8并重复。
[0085] 即，在这些图6的S8～S18中，在斜坡控制信号Ramp#on的下降定时，将延迟了1个周期的频段B(n+1)更新。因此，能够在下次的斜坡控制信号Ramp#on的上升定时t3的之前的定时t2有余裕地设定频段B(n+1)。由此，在设定频段B(n+1)紧前，不再需要用来判定是否从能够在频段B(n)设定的频带偏离的判定处理时间。
[0086] 关于之后的处理，如图10所示，斜波发生器11一边将n递增，一边设定为开始频率fsta(2)，fsta(3)，fsta(4)…，停止频率fsto(2)，fsto(3)…，而进行线性调频处理，并且频段控制逻辑21按每2次线性调频处理就将VCO23的设定频段变更为与偏移频率offset对应的频段。在本实施方式中，开始频率fsta(n)被设定为比其之前的循环周期n－1的开始频率fsta(n－1)高且比停止频率fsto(n－1)低。因此，如图10所示，VCO控制电压Vc每2次就超过上限值VtH，将频段bn每2次就调整为与加上偏移频率offset后的频率对应的频段。
[0087] <本实施方式的概念性的总结>
[0088] 根据本实施方式，能够将在1个频段内上升线性调频(渐增)的频率宽度保持得尽量宽，能够不使VCO控制电压Vc饱和而进行控制。并且，与在该1个频段内渐增的频率宽度相比将频率可变宽度进一步扩展而使其以台阶状变化，能够采用独特的频率变化模式。
[0089] 此外，斜波发生器11在将从前次的开始频率fsta(0)(相当于第1开始频率)渐增到停止频率fsto(0)的斜坡控制信号Ramp#on输出结束后，将从此次的开始频率fsta(1)(相当于第2开始频率)渐增的斜坡控制信号Ramp#on开始输出之前，频段控制逻辑21设定了在下次的开始频率fsta(2)中使用的频段B(2)，所以即使在采用上述那样的独特的频率变化模式的情况下也能够拥有余裕地设定频段bn。
[0090] 特别是，由于以台阶状使频率阶段性地变化，所以能够使用更多的频率变化模式对雷达系统1进行控制，能够尽量防止与其他装置之间的干扰。
[0091] 此外，斜波发生器11在将从第2开始频率fsta(1)渐增的斜坡控制信号Ramp#on开始输出之前，通过电平比较器22监视对应于被输入的频率指令而变化的VCO控制电压Vc，频段控制逻辑21根据该VCO控制电压Vc而设定频段B。作为更详细的例子，频段控制逻辑21通过电平比较器22对VCO控制电压Vc进行监视，判定该VCO控制电压Vc是否包含在规定范围中，如果不包含在规定范围中，则以对前次的频段B(n)加减偏移而设定在此次以后的下次中使用的频段B(n+1)，以使其包含在规定范围中。通过进行这样的处理，能够与实际的VCO控制电压Vc匹配来调整频段B，即使有PVT离差的影响，也能够设定为与该影响匹配的频段B。
[0092] <第1实施方式的随附效果的说明>
[0093] 图11表示用来说明随付效果的说明图。在第1实施方式中，由于使用电平比较器22进行条件判断处理S10、S12，所以即使在因电源电压或温度的变化等的影响而VCO23的振荡频率变动那样的情况下，也能够实时地修正以将该变动的影响吸收。
[0094] 图11表示与温度变化对应的VCO23的输出频率对VCO控制电压Vc的依赖性。例如，频段校准部30在以开始频率fsta(0)进行频段校准后，如果通过集成电路2的内部发热而温度上升，则VCO23的输出频率有变低的趋向。参照图11的“bn@room”→“bn@high－temp”特性。
[0095] 在此情况下，为了将VCO23的输出频率设定为规定的开始频率fsta，通过使用第1实施方式的结构，将频段bn进行偏移修正，切换为频段bm。由此，能够使VCO控制电压Vc包含在下限值VtL和上限值VtH的范围中。因而，即使环境温度上升，也能够通过将VCO控制电压Vc设定在下限值VtL与上限值VtH之间的范围内而设定为规定的开始频率fsta。
[0096] 这里，例如在应用于车辆用途等情况下，也有随着电池的消耗电流增大而电源电压降低的情况，但在此情况下也同样通过进行频段的设定而能够将开始频率fsta的VCO控制电压Vc设定在下限值VtL与上限值VtH之间。即，通过使用电平比较器22，能够将VCO控制电压Vc修正为校准的初始状态。
[0097] 总之，即使与PVT偏差的影响对应而频段频率的VCO控制电压Vc的依存特性变化，也能够设定频段以使与开始频率fsta对应的VCO控制电压Vc在规定范围。
[0099] (第2实施方式)
[0100] 图12表示第2实施方式的追加说明图。例如，在电源电压急剧地变动等情况下，VCO23的输出频率的变动也有可能变大。此外，例如当使频率变化模式成为独特时能够使用所谓频率扩散技术进行设定以将开始频率fsta进行频率跳变。
[0101] 在这样的情况下，如果使用第1实施方式的图5所示的电平比较器22，则例如为了追随伴随着环境变化的频率变动、或/及频率跳变模式的频率变动，即使仅对频率变动追随1次，也需要使图6所示的S8～S18的处理多次循环，需要时间。
[0102] 在这样的情况下，优选的是代替图5的电平比较器22而使用图12所示的多电平比较器122。如图12所示，多电平比较器122将针对预充电电压Vcharge的阈值以等间隔(例如0.05V)准备多个，分别使用比较器54～61与VCO控制电压Vc比较，从而检测VCO控制电压Vc相对于预充电电压Vcharge的电压偏差。
[0103] 通过频段控制逻辑21将多电平比较器122的比较器54～61的比较结果作为标志参照，能够判定只要使其变化相对于单位偏移量offset几倍的偏移量就可以。在该图12所示的例子中，表示了使偏移量offset相对于阈值的偏差线性地阶段性变化的例子。在该图12所示的例子中，将阈值准备为低阈值Vcharge－0.05，Vcharge－0.1，Vcharge－0.15，Vcharge－0.2…，高阈值Vcharge+0.05，Vcharge+0.1，Vcharge+0.15，Vcharge+0.2…，将与VCO控制电压Vc的值对应而产生的标志分别设为高阈值标志VtH#hit(0～k)，低阈值标志VtL#hit(0～k)。设定为，当发生了这些高阈值标志VtH#hit(0～k)时将偏移设为VtH(0)→offset，VtH(1)→2×offset，VtH(2)→3×offset，VtH(3)→4×offset，当发生了低阈值标志VtL#hit(0～k)时将偏移设为VtL(0)→－offset，VtL(1)→－2×offset，VtL(2)→－3×offset，VtL(3)→－4×offset，…。
[0104] 由此，能够阶段性地设定相对于阈值的超过量或减少量，通过进行更少的次数(例如1次)的循环处理，能够追随于例如基于PVT或频率跳变模式的频率的变动。
[0105] <本实施方式的概念性的总结>
[0106] 总之，根据本实施方式，能够以更少的处理次数进行频率跳变的方式使频率进行频率扩散变化，能够采用独特的频率变化模式。
[0107] 进而，根据本实施方式，通过多电平比较器122对VCO控制电压Vc进行监视，将VCO控制电压Vc与规定的多个等级的低阈值Vcharge－0.05…及多个等级的高阈值Vcharge+0.05…比较，当VCO控制电压Vc比低阈值小时，对前次的频段B(n)的信息减去和VCO控制电压Vc与低阈值Vcharge－0.05…的差对应的倍数的偏移offset，从而设定作为此次以后的下次的频段B(n+1)，当VCO控制电压Vc比高阈值Vcharge+0.05…大时，对前次的频段B(n)的信息加上和VCO控制电压Vc与高阈值Vcharge+0.05…的差对应的倍数的偏移，从而设定作为此次以后的下次的频段B。因此，能够以更少的次数的处理对基于PVT或频率跳变模式的频率的变动进行追随。
[0108] (第3实施方式)
[0109] 图13及图14表示第3实施方式的追加说明图。对于进行与在第1实施方式中说明的处理步骤同样的处理的处理步骤赋予相同的步骤号而省略说明，或者对于进行类似的处理的处理步骤赋予尾标“a”而进行说明。此外，在本实施方式中，说明使用在第2实施方式中说明的多电平比较器122的形态。
[0110] 例如，当使用频率跳变等的技术随机地设定开始频率fsta时，有可能通过第1实施方式所示那样的1周期延迟的频段B(n+1)的设定方法(相当于下次的频段的设定)不能正确地设定变化量。在这样的时候，希望尽量实时地进行修正。所以，在本实施方式中，通过执行图13所示的流程图的处理，能够利用前次的频段B(n－1)而设定此次的频段B(n)。
[0111] 首先，频段校准部30在S1中以开始频率fsta(0)执行频段校准处理。接着，频段控制逻辑21在S2中将通过频段校准而调整后的频段B(0)存储，在S3中设定开始频率fsta(0)，在S4中设定频段B(0)，在S5中开始沿着线性调频模式Cha(0)随着时间经过使频率逐渐变化(即渐增或渐减)的线性调频处理。
[0112] 例如，如果说明上升线性调频控制的形态，则斜波发生器11通过在定时t10将斜坡控制信号Ramp#on以上升信号输出，并且向小数点运算逻辑29输出控制信号，从而使频率从开始频率fsta(0)沿着线性调频模式Cha(0)单调线性增加而变化。
[0113] 此时斜波发生器11将沿着线性调频模式Cha(0)变化后的最终频率设为停止频率fsto(0)，在达到了该停止频率fsto(0)的定时t11使斜坡控制信号Ramp#on下降。由此，在S6中结束线性调频模式Cha(0)的线性调频处理。参照定时t10～t11的Ramp时间。
[0114] 然后，斜波发生器11在图13的S7a中将变量n设定为1，在S8中设定为与该变量n对应的开始频率fsta(n)。在本实施方式中，该开始频率fsta(1)被设定为比开始频率fsta(0)高且比停止频率fsto(0)低的中间频率。此时，频段B(n)以频段bn的原状被维持，频率被设定为开始频率fsta(1)。因此，在S8中，使VCO控制电压Vc的控制电压急剧地变化为与频段bn中的开始频率fsta(1)对应的电压。
[0115] 斜波发生器11在经过了考虑到PLL环路中的相位锁定控制时间的预先设定的规定时间后的定时(图14的t12)向多电平比较器122及频段控制逻辑21输出比较控制信号Comp#on的上升信号，频段控制逻辑21在受理了该比较控制信号Comp#on的上升信号的定时参照多电平比较器122的低阈值标志VtL(0～k)、高阈值标志VtH(0～k)(以下，将()内的0～k根据需要而省略)，判定VCO控制电压Vc成为由阈值VtL()、VtH()规定的哪个范围内的电平。
[0116] 频段控制逻辑21在图13的S10a中根据多电平比较器122的输出低阈值标志VtL()来判定VCO控制电压Vc和低阈值VtL()的大小关系，根据多电平比较器122的输出高阈值标志VtH()来判定VCO控制电压Vc和高阈值VtH()的大小关系。
[0117] 频段控制逻辑21当在S10a中判定为Vc<低阈值VtL()时，在S11a中向斜波发生器11指令，以从前次的频段B(n－1)的频带减去与VCO控制电压Vc和低阈值VtL()的差对应的倍数的偏移offset从而设定为此次的频段B(n)的频带。接着向S15a转移。
[0118] 如图12所示，例如当基于多电平比较器122的阈值VtL(0)的标志VtL#hit(0)被设为导通(＝“H”)、阈值VtL(1～k)的标志VtL#hit(1～k)被设为断开(＝“L”)时，向斜波发生器11指令，以从前次的频段B(0)的频带减去1倍的偏移offset从而设定为此次的频段B(1)的频带。此外，当基于多电平比较器122的阈值VtL(0～2)的标志VtL#hit(0～2)被设为导通而阈值VtL(3～k)的标志VtL#hit(3～k)被设为断开时，向斜波发生器11指令，以从前次的频段B(0)的频带减去3倍的偏移3×offset从而设定为此次的频段B(1)的频率带。
[0119] 另一方面，频段控制逻辑21当在图13的S10a中判定为Vc>高阈值VtH()时，在S13a中向斜波发生器11指令，以从前次的频段B(n－1)加上和VCO控制电压Vc与高阈值VtH()的差对应的倍数的偏移offset从而设定为此次的频段B(n)。接着向S15a转移。
[0120] 如图12所示，例如当基于多电平比较器122的阈值VtH(0)的标志VtH#hit(0)被设为导通(＝“H”)，阈值VtH(1～k)的标志VtH#hit(1～k)被设为断开(＝“L”)时，向斜波发生器11指令，以从前次的频段B(0)的频带加上1倍的偏移offset从而设定为此次的频段B(1)。此外，当基于多电平比较器122的阈值VtH(0～2)的标志VtH#hit(0～2)被设为导通，阈值VtH(3～k)的标志VtH#hit(3～k)被设为断开时，向斜波发生器11指令，以从前次的频段B(0)加上3倍的偏移3×offset从而设定为此次的频段B(1)。
[0121] 在图14的定时t12，由于VCO控制电压Vc达到了阈值VtH(2)，所以基于多电平比较器122的阈值VtH(0～2)的标志VtH#hit(0～2)被设为导通而阈值VtH(3～k)的标志VtH#hit(3～k)被设为断开(参照图14的“VtH#hit()＝3”)。
[0122] 此外，频段控制逻辑21当在图13的S10a中判定为Vc<低阈值VtL()及Vc>高阈值VtH()的哪个都不满足时，判定为其以外而向S14a转移，在S14a中向斜波发生器11指令以将此次的频段B(n)根据前次的频段B(n－1)维持。接着向S15a转移。
[0123] 斜波发生器11在S15a中，将在S11a、S13a、S14a中指令的频段B(n)存储，在S9a中使比较控制信号Comp#on下降。接着，斜波发生器11在该比较控制信号Comp#on的下降定时t13再次设定频段B(n)，在S9b中待机相当于PLL锁定时间。参照图14的定时t13～t14。
[0124] 即，从第n－1次的线性调频处理后的定时t11起，以频段B(n－1)执行第一次的PLL锁定处理(定时t11～t12)，然后，变更为频段B(n)，执行第二次的PLL锁定处理(定时t13～t14)。此时，由于使用第n次的频段B(n)使其向开始频率fsta(n)锁定，所以将用来使判定用的VCO控制电压Vc稳定的等待时间、用于频段B(n)的修正后的再锁定的等待时间的双重的等待时间设置为安静时间(Rest时间)。接着，斜波发生器11在S16中开始第n次的线性调频处理(图14的定时t15)，在S17中结束第n次的线性调频处理(图14的定时t21)。接着，斜波发生器11在S18中设为n＝n+1，将处理向S8返回而反复。通过这样反复处理，即使VCO控制电压Vc的变动幅度被限制，由于能够一次次地变更频段B(n)，所以也能够将VCO控制电压Vc的变动幅度大致抑制在线性调频处理的频率变动范围。
[0125] 然后也同样地反复进行处理，频段控制逻辑21在图14的定时t21～t22待机直到判定用的VCO控制电压Vc稳定，在定时t22中参照多电平比较器122的输出标志VtH()、VtL()，向斜波发生器11指令与该电平对应的下个频段B(n+1)，在斜波发生器11输出比较控制信号Comp#on的下降的定时t23，频段控制逻辑21变更为频段B(n+1)。斜波发生器11在频段B(n+1)的修正后待机直到PLL再锁定(定时t23～t24)，从之后的定时t25起开始第n+1次的线性调频处理。结果，起到与上述实施方式同样的作用效果。
[0126] (第4实施方式)
[0127] 图15至图17表示第4实施方式的追加说明图。对于进行与在第1、第3实施方式中说明的处理步骤同样的处理的处理步骤赋予相同的步骤号、或赋予尾标a～e而进行说明。
[0128] 在第3实施方式中，每当变更频段而待机2次的PLL锁定时间，有安静时间(Rest时间)长期化的情况。在本实施方式中，例如在事前在电路控制寄存器10中设定有开始频率fsta的跳变频率的情况下，通过在进行频率跳变处理之前进行图15所示的事前频段校准处理，使校准信息存储到内部存储器的表中，然后，如图16所示，通过设定为预先进行了频段校准处理的频段B(n)，从而实现PLL锁定时间的缩短化。
[0129] 如图15所示，频段校准部30在S1a～S1e中分别以开始频率fsta(0)～fsta(4)进行频段校准处理，在S2a～S2e中将与它们对应的频段B(aa)～B(ee)的校准结果存储到内部存储器(未图示)中。这里，频段校准部30基于参考时钟与将VCO23的输出信号分频后得到的信号的相位进行比较所得到的比较结果，校准与VCO控制电压Vc对应的频率对应于哪个频段B()。这里，举反复5次的例子，但也可以反复进行频率跳变模式的设定数的量。
[0130] 接着，如图16所示，斜波发生器11在S3a中设定开始频率fsta(0)，在S4a中设定频段B(aa)，在S5a中开始沿着线性调频模式Cha(0)的线性调频处理，在S6a中使线性调频处理结束。接着，同样依次设定接着的开始频率fsta(1)，fsta(2)，fsta(3)…而反复进行(S3b～S6b，S3c～S6c，S3d～S6d)。
[0131] 如图17所示，在频段校准处理在定时Bcal#finish结束后，在斜坡控制信号Ramp#on的上升定时t31，开始沿着频段B(aa)的线性调频模式Cha(0)的线性调频处理，在斜坡控制信号Ramp#on的下降定时t32结束线性调频处理。
[0132] 然后，在下次的频段B(bb)中开始沿着线性调频模式Cha(1)的线性调频处理之前，只要变更为与开始频率fsta(1)对应地事前进行了校准处理的频段B(bb)就可以。因此，斜波发生器11只要参照内部存储器的表来设定频段B(bb)就可以，能够迅速地设定该频段B(bb)。此时PLL锁定时间的待机处理仅图17的定时t32～t33之间的1次就足够，能够将频段B(bb)的变更定时中的安静时间缩短。之后的处理由于相同，所以省略其说明。
[0133] 总之，根据本实施方式，由于参照基于频段校准部30的校准结果的对应表来设定频段，所以能够将安静时间缩短。
[0134] (第5实施方式)
[0135] 图18表示第5实施方式的追加说明图。表示使用了作为多频段控制逻辑的DCO(Digital Control Oscillation)223的数字PLL212的结构例。该数字PLL212除了分频器24、MMD25、斜波发生器11、小数点运算逻辑部29、频段校准部30以外，还具备TDC(Time to Digital Converter)226代替相位比较器26、数字滤波器227代替低通滤波器27、DCO223代替VCO23、以及频段控制逻辑221代替频段控制逻辑21。
[0136] TDC226将参考时钟与MMD25的输出的相位差的时间作为数字数据输出，数字滤波器227将该数字数据进行滤波处理，作为数字代码向DCO223及频段控制逻辑221输出。此时DCO223构成为，不是通过电压控制而是通过数字代码控制。DCO223代替图3所示的VCO23的电压控制电容部40而具备构成为通过从数字滤波器227给出的数字代码进行开关切换从而能够进行电容变更的控制电容部(未图示)，能够根据频段控制逻辑221改变控制电容部的电容。由此，DCO223构成为多频段控制振荡器。
[0137] 当采用了DCO223时，多频段的校准方法及频率的模式变更方法也与在上述实施方式中说明的方法相同，所以省略说明。另外，为了防止数字滤波器227的输出数字代码的饱和，频段控制逻辑221构成为，将数字滤波器227的输出数字代码导回。因此，起到与上述实施方式同样的作用效果，并且能够不需要在上述实施方式中说明的电平比较器22或多电平比较器122。
[0138] (其他的实施方式)
[0139] 本公开并不限定于上述的实施方式，能够进行各种变形而实施，在不脱离其主旨的范围内能够应用到各种实施方式中。例如能够进行以下所示的变形或扩展。
[0140] 应用到了毫米波段的雷达系统中，但并不限于毫米波段的雷达。在上述实施方式中，举出了在1个频段的范围中使频率以锯齿波状渐增的调制方式的例子，但并不限定于此，例如，也可以应用渐减的调制方式，也可以适用在1个频段的范围中使频率以例如线性地渐增后线性地渐减的方式变化的FMCW调制方式，也可以适用在1个频段的范围中使频率非线性地变化的方式。因此，并不限于在上述实施方式中举出的方式。
[0141] 使用VCO23、DCO223的形态进行了说明，但只要是具备多频段的电路结构，振荡器的结构并不限于图3所示的LC振荡电路的结构或类似于它的DCO223的结构。例如，也可以使用将逻辑反转电路以环状连接的环形振荡电路，也可以使用其他种类的多频段结构的振荡器。
[0142] 在图中，1表示毫米波雷达系统(雷达系统)，8表示发送部，9表示接收部，11表示斜波发生器(控制指令输出部)，12表示PLL电路(雷达用PLL电路)，21、221表示频段控制逻辑(频段设定部)，22表示电平比较器(监视部)，122表示多电平比较器(监视部)，23表示VCO(多频段控制振荡部)，223表示DCO(多频段控制振荡部)。
[0143] 例如，上述各实施方式的结构是概念性的，也可以使一个构成要素具有的功能分散到多个构成要素中，或使多个构成要素具有的功能合并到一个构成要素中。此外，也可以将上述实施方式的结构的至少一部分替换为具有同样的功能的周知的结构。此外，也可以将上述2个以上的实施方式的结构的一部分或全部根据需要相互组合而附加或替换。也可以将上述多个实施方式的结构、功能组合。只要能够解决课题，将上述实施方式的一部分省略的形态也能够看作实施方式。此外，在不脱离由权利要求书所记载的文字而确定的本质的限度下所能够想到的所有的形态都能够看作实施方式。
[0144] 将本公开依据上述实施方式进行了记述，但应理解的是本公开并不限定于该实施方式及构造。本公开也包含各种变形例及等同范围内的变形。除此以外，各种组合及形态、进而在它们中包含一要素、其以上或其以下的其他的组合或形态也包含在本公开的范畴或思想范围中。
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