LED驱动电源及其数字控制方法
专利汇可以提供LED驱动电源及其数字控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且LED驱动电源及其数字控制方法，涉及LED驱动电源领域。本 发明 是为了解决传统的LED驱动电源采用 整流桥 将交流电变为脉动的直流电，但这会导致功率因数的降低的问题，以及LED驱动电源功率因数级PI控制阶跃响应慢，超调量大的问题。LED驱动电源当 开关 频率 较高时，功率因数级 电路 效率低，以及电路中MOSFET管 开关损耗 大、 电磁干扰 大、输入 电流 纹波幅值大、EMI 滤波器 的设计难度大的问题。本发明所述电源的功率因数级在传统的功率因数级的 基础 上增加了无源无损吸电路。本发明所述的LED驱动电源及的数字控制方法均分别对功率因数级和DC-DC级和同步整流级的相关 电压 电流进行 采样 ，并送入DSP进行处理，产生的六路PWM 信号 分别控制功率因数级和DC-DC级和同步整流级的MOSFET管，且在功率因数级中对电压环和电流环采用比例积分模型预测控制 算法 。，下面是LED驱动电源及其数字控制方法专利的具体信息内容。
1.一种功率因数级，包括第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电容C3以及第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2；所述第一电感L1的一端与第二二极管D2的阴极连接作为EMI滤波器输入功率因数级的第一输入端、第一电感L1的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极且与第三二极管D3的阳极连接；第三二极管D3的阴极连接第一电容C3的一端，第一电容C3的另一端连接第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2的源极；交流电通过EMI滤波器的第二输入端与第一二极管D1的阴极与第二电感L2的公共端端相连接、第二电感L2另一端连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极且与第四二极管D4的阳极连接；第四二极管D4的阴极连接第一电容C3的一端 ，第三二极管D3与第四二极管D4和第一电容C3的公共端作为所述功率因数校正级的正输出端，第一电容C3与第一碳化硅MOSFET管Q1和第二碳化硅MOSFET管Q2以及第一二极管D1、第二二极管D2的公共端同时作为所述功率因数级的负输出端；
所述功率因数级还包括第一无源无损吸收电路，所述第一无源无损吸电路包括第三电感L3、第二电容C1、第一电阻R1以及第五二极管D5；所述第一电阻R1、第五二极管D5以及第三电感L3依次首尾串联形成闭合回路，第五二极管D5与第一电阻R1相连接的一端为阳极，所述第二电容C1并联在第一电阻R1两端；
第一电阻R1和第三电感L3的公共端还同时连接第一碳化硅MOSFET管Q1的漏极；第五二极管D5的阴极还同时连接第三二极管D3的阳极；
所述功率因数级还包括第二无源无损吸收电路，所述第二无源无损吸电路包括第四电感L4、第三电容C2、第二电阻R2以及第六二极管D6；所述第二电阻R2、第六二极管D6以及第四电感L4依次首尾串联形成闭合回路，第六二极管D6与第二电阻R2相连接的一端为阳极，所述第三电容C2并联在第二电阻R2两端；
第二电阻R2和第四电感L4的公共端还同时连接第二碳化硅MOSFET管Q2的漏极；第六二极管D6的阴极还同时连接第四二极管D4的阳极；
一种DC-DC级用于对功率因数级发来的信号进行转换，得到比较直流输出；所述DC-DC级包括第四电容C4、第五电容C5、高频变压器T1、第三碳化硅MOSFET管Q3和第四碳化硅MOSFET管Q4；功率因数级的正输出端与第三碳化硅MOSFET管Q3的漏极连接；第三碳化硅MOSFET管Q3的源极和第四碳化硅MOSFET管Q4漏极连接且和第五电容C5的一端连接并和高频变压器T1的初级同名端相连，功率因数级的负输出与第四碳化硅MOSFET管Q4源级连接并和第四电容C4的一端连接,第四电容C4另一端与第五电容C5的另一端连接再与变压器T1的初级异名端连接；一种同步整流级包括第五碳化硅MOSFET管Q5和第六碳化硅MOSFET管Q6以及第六电容C6；高频变压器T1次级同名端与第五碳化硅MOSFET管Q5的漏极连接,第五碳化硅MOSFET管Q5的源级和第六碳化硅MOSFET管Q6的源级连接并和第六电容C6的一端连接，高频变压器T1次级异名端与第六碳化硅MOSFET管Q6的漏极连接，高频变压器T1次级的中心抽头与第六电容C6的另一端连接。
2.基于权利要求1所述功率因数级和DC-DC级、同步整流级的LED驱动电源的数字控制方法，其特征在于，所述方法包括功率因数级比例积分模型预测数字控制算法和DC-DC级、同步整流级数字控制算法；
所述功率因数级比例积分模型预测数字控制算法包括以下步骤：
电压误差放大环节，计算Uo与基准电压Uref的差值，其结果进行比例积分处理；
采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；
预测模型建立环节，建立开关MOSFET管开关状态的预测模型；然后建立目标函数；
预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将数值带入预测模型，计算得到控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；
确定开关状态环节，然后将L1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管；
所述DC-DC级、同步整流级数字控制算法包括：
电压误差放大环节，计算LED驱动电源的同步整流级输出电压U2与基准电压Uref的差值，计算结果为误差电压Uerr；
调节器GV调节环节，以误差电压Uerr作为输入信号进行调节，经过调节器ＧＶ形成电压外环控制输出结果为Iref；
电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流ＩL3与基准值电流Iref比较形成误差电流Ierr；
调节器ＧＣ调节环节，调节器ＧＣ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
保护步骤，将采样值与对应的预设值进行比较，当采样值大于对应的预设值时，DSP停止第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3的输出、第四驱动信号PWM4的输出、第五驱动信号PWM5的输出以及第六驱动信号PWM6的输出；并且控制故障指示灯闪烁、蜂鸣器报警、通过蓝牙模块发送报警信号。
4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。
5.基于权利要求1所述功率因数级的功率因数校正方法，其特征在于，所述方法包括功率因数级功率因数校正方法和DC-DC级、同步整流级功率因数校正方法；所述功率因数级功率因数校正方法包括以下步骤：
电压误差放大环节，计算Uo与基准电压Uref的差值，其结果进行比例积分处理；
采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；
预测模型建立环节，建立开关MOSFET管开关状态的预测模型；然后建立目标函数；
预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将数值带入预测模型，计算得到控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；
确定开关状态环节，然后将L1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管；
所述DC-DC级、同步整流级功率因数校正方法包括：
电压误差放大环节，计算LED驱动电源的同步整流级输出电压U2与基准电压Uref的差值，计算结果为误差电压Uerr；
调节器GV调节环节，以误差电压Uerr作为输入信号进行调节，经过调节器ＧＶ形成电压外环控制输出结果为Iref；
电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流ＩL3与基准值电流Iref比较形成误差电流Ierr；
调节器ＧＣ调节环节，调节器ＧＣ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正方法，其特征在于，所述方法还包括：
保护步骤，将采样值与对应的预设值进行比较，当采样值大于对应的预设值时，DSP停止第一驱动信号PWM1、第二驱动信号PWM2、第三驱动信号PWM3的输出、第四驱动信号PWM4的输出、第五驱动信号PWM5的输出以及第六驱动信号PWM6的输出；并且控制故障指示灯闪烁、蜂鸣器报警、通过蓝牙模块发送报警信号。
7.根据权利要求5或6所述的功率因数校正方法，其特征在于，在开关器件的开关转换的期间不进行采样，并且在采样期间不进行开关器件的开关转换。
LED驱动电源及其数字控制方法
技术领域
背景技术
LED驱动电源中功率因数级PI控制阶跃响应慢，超调量大；
LED驱动电源中电感电流采样方法中是采用固定采样点的缺点，在开关器件的开关时会出现高频振荡，振荡会持续在很长的周期内，这些噪声将会影响采样系统的正常工作；
LED驱动电源输入电流纹波幅值较大,EMI滤波器的设计难度较大且单个功率开关管的电流应力较大电源效率较低；
当功率因数级中的MOSFET管开关频率较高时，功率开关MOSFET管上的功率损耗大，电压电流变化率高，使开关器件的电压应力和电流应力增大，功率因数级效率降低，并且降低了开关MOSFET管的使用寿命。
发明内容
采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；
预测模型建立环节，建立开关MOSFET管开关状态的预测模型；然后建立目标函数；
预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将数值带入预测模型，计算得到控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；
确定开关状态环节，然后将L1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管。
调节器GV调节环节，以误差电压Uerr作为输入信号进行调节，经过调节器ＧＶ形成电压外环控制输出结果为Iref；
电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流ＩL3与基准值电流Iref比较形成误差电流Ierr；
调节器ＧＣ调节环节，调节器ＧＣ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。
图3为实施方式中功率因数级比例积分模型预测数字控制算法的功能框图；
图4为实施方式中功率因数级比例积分模型预测数字控制算法的流程图；
图5为实施方式中第一MOSFET管Q1和第二MOSFET管Q2的工作时序示意图；
图6为实施方式中第三MOSFET管Q3、第四MOSFET管Q4的工作时序示意图、第五MOSFET管Q5的工作时序示意图和第六MOSFET管Q6的工作时序示意图；
图7为实施方式中DC-DC级、同步整流级数字控制算法的功能框图；
图8为实施方式中保护过程的流程图。
具体实施方式
采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；
预测模型建立环节，建立开关MOSFET管两个开关状态的预测模型；然后建立目标函数；
预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将将数值带入预测模型，计算得到两组控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；
确定开关状态环节，然后将将两组iL1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，依照最佳开关状态控制开关管。
调节器GV调节环节，以误差电压Uerr作为输入信号进行调节，经过调节器ＧＶ形成电压外环控制输出结果为Iref；
电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流ＩL3与基准值电流Iref比较形成误差电流Ierr；
调节器ＧＣ调节环节，调节器ＧＣ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6；DSP内的控制逻辑为：输出电压Ｕ2与电压基准值Uref比较产生误差电压Uerr，经过调节器ＧＶ形成电压外环控制；变压器初级侧电流ＩL3与基准值电流Iref比较形成误差电流Ierr，经过调节器ＧＣ形成电流内环控制，电流内环输出为有效占空比，根据占空比信号产生PWM信号驱动开关管Q3、Q4、Q5、Q6．开关管的开关时序如图五所示0-t1时刻Q3导通、Q4关断、Q5导通、Q6关断，t1-t2时刻Q3导通、Q4关断、Q5关断、Q6关断，t2-t3时刻Q3关断、Q4关断、Q5关断、Q6关断。此算法过程均在DSP内实现。
采样环节，采样第一电感L1的电流iL1、第二电感L2的电流iL2以及输出电压U1；
预测模型建立环节，建立开关MOSFET管两个开关状态的预测模型；然后建立目标函数；
预测值计算环节，接着采集当前时刻的电压、电流值iL1(k)，iL2(k)，Uo(k)然后将将数值带入预测模型，计算得到两组控制变量预测值，即iL1(k+1)、iL2(k+1)；
确定开关状态环节，然后将将两组iL1(k+1)、iL2(k+1)带入目标函数，得到两组目标函数值判断下一时刻的开关状态，产生驱动信号PWM1、PWM2，依照最佳开关状态控制开关管。
调节器GV调节环节，以误差电压Uerr作为输入信号进行调节，经过调节器ＧＶ形成电压外环控制输出结果为Iref；
电流误差放大环节，计算DC-DC级初级侧电流ＩL3与基准值电流Iref比较形成误差电流Ierr；
调节器ＧＣ调节环节，调节器ＧＣ形成电流内环控制产生驱动信号PWM3、PWM4、PWM5、PWM6。
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