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测量阻性结构 电阻的方法和系统

阅读：1011发布：2020-08-03

专利汇可以提供测量阻性结构电阻的方法和系统专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本发明公开了用于测量阻性结构的电阻的方法和系统，所述阻性结构具有至少三个节点。通过测量没有校准电流注入到阻性结构的第一和第二节点之间的第三结点时电阻结构的一个输出端上的电压来确定第一校准信号。然后向第三节点注入校准电流，以及确定第二校准信号。确定第一校准信号和第二校准信号之间的差的绝对值，该绝对值与阻性结构的电阻值和校准电流的乘积成比例。，下面是测量阻性结构电阻的方法和系统专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种用于测量电阻的系统，包括：
阻性结构，具有：
位于阻性结构第一端的第一节点；
位于阻性结构第二端的第二节点；以及
位于阻性结构上第一节点和第二节点之间的第三节点；
校准电流生成电路，其具有与所述阻性结构的第三节点耦合的输出端；以及信号调节电路，包括：
与阻性结构的第一节点耦合的第一输入端；
与阻性结构的第二节点耦合的第二输入端；
与阻性结构的第三节点耦合的第三输入端；以及
输出端，
其中，信号调节电路被配置为在其输出端提供一个信号，该信号与第三节点处的电压和阻性结构的第一节点及第二节点处的电压的加权平均值之间的差值成比例。
2.权利要求1所述的系统，进一步包括与信号调节电路的输出端耦合的信号处理电路，其中信号处理电路被配置为计算阻性结构的电阻值。
3.权利要求2所述的系统，其中校准电流生成电路被配置为将至少两个具有不同幅值或符号的不同的校准电流顺序地耦合到阻性结构的第三节点，且所述信号处理电路被配置为根据当校准电流被设置为第一值时信号调节电路的第一输出电压和当校准电流被设置为第二值时信号调节电路的第二输出电压之间的差值来计算阻性结构的电阻值。
4.权利要求3所述的系统，其中校准电流生成电路包括具有调节晶体管的电流伺服回路，所述调节晶体管被配置为将校准电流调节为由基准电压和基准电阻器（Rs）确定的值。
5.权利要求4所述的系统，其中所述电流伺服回路的调节晶体管被配置为在至少两个电流值之间切换。
6.权利要求5所述的系统，其中所述电流伺服回路的调节晶体管被配置为在导通和断开之间切换。
7.权利要求4所述的系统，其中信号处理电路包括开关电容积分器和比较器。
8.权利要求7所述的系统，其中：
所述开关电容积分器和比较器被配置为Δ-Σ 模数转换器的调制器；以及所述调制器被配置为利用基准电压，该基准电压跟踪用于调节校正电流的基准电压。
9.权利要求1所述的系统，其中所述信号调节电路包括：
插值器，其具有与阻性结构的第一节点耦合的第一输入端、与阻性结构的第二节点耦合的第二输入端和输出端；以及
差分放大器，其具有与所述插值器的输出端耦合的第一输入端和与阻性结构的第三节点耦合的第二输入端，其中所述差分放大器被配置为对阻性结构的第三节点和插值器输出端的电压之间的差值进行放大。
10.权利要求9所述的系统，其中所述插值器被配置为基于下述量在其输出端提供电压：
阻性结构的第一节点处的电压Va；
阻性结构的第二节点处的电压Vb；以及
插值参数“a”，其中
输出端的电压等于0.5*[(1-a)*Va+(1+a)*Vb]或与之成比例。
11.权利要求10所述的系统，进一步包括微调电路，其用于微调插值参数“a”以使得插值器的输出端处的电压幅值在校准电流为零时实质上与阻性结构的第三节点处的电压相同。
12.权利要求10所述的系统，进一步包括调谐电路，其被配置为调谐插值参数“a”以使得流经阻性结构的负载电流对信号调节电路输出端的信号的影响被最小化。
13.权利要求10所述的系统，进一步包括相关器电路，其具有与信号调节电路的输出端耦合的第一相关器输入端。
14.权利要求13所述的系统，其中所述相关器电路包括耦合到积分器的乘法器。
15.权利要求13所述的系统，其中：
信号调节电路的输出端是具有正、负极性输出节点的差分输出端；以及
所述相关器电路包括耦合到积分器的极性交换开关装置。
16.权利要求13所述的系统，其中所述相关器电路进一步包括第二输入端，其中第二输入端是：
差分的；以及
耦合到阻性结构的第一节点和第二节点。
17.权利要求13所述的系统，进一步包括至少耦合到阻性结构的第一节点或第二节点的至少一个调谐电流源，其中所述至少一个调谐电流源被配置为提供用于调谐插值器的调谐电流脉冲。
18.权利要求17所述的系统，其中所述校准电流生成电路包括伺服回路，该伺服回路具有：
调节晶体管，被配置为将校准电流调节到由基准电压和基准电阻器确定的值；
第一电流导引晶体管，耦合在调节晶体管和阻性结构的第三节点之间；以及第二电流导引晶体管，耦合在调节晶体管和阻性结构的（i）第一节点或（ii）第二节点之间。
19.权利要求17所述的系统，进一步包括多个开关，所述多个开关具有耦合到基准电压的公共节点，并且被配置为使（i）第一调节晶体管或（ii）第二调节晶体管中的一个工作，其中：
校准电流生成电路包括伺服回路，该伺服回路具有被配置为将校准电流或调谐电流调节到一个由基准电压和基准电阻器（Rs）确定的值的至少两个调节晶体管；
所述第一调节晶体管被耦合到阻性结构的第三节点；以及
所述第二调节晶体管被耦合到阻性结构的（i）第一节点或（ii）第二节点。
20.权利要求9所述的系统，进一步包括：
输入电压节点（Vin）；
基准电阻器；
至少两个电流导引晶体管，其中第一电流导引晶体管具有耦合到阻性结构的第三节点的源极，以及第二电流导引晶体管具有耦合到阻性结构第一节点的源极；
控制电路，具有分别耦合到所述至少两个电流导引晶体管的栅极的独立输出端；
其中：
所述基准电阻器的第一节点被耦合到输入电压节点；
所述基准电阻器的第二节点通过第一电流导引晶体管被耦合到阻性结构的第三节点；
所述输入节点通过第二电流导引晶体管被耦合到阻性结构的第一节点；以及所述控制电路被配置为独立地切换电流导引晶体管的开和关。
21.权利要求20所述的系统，进一步包括耦合到基准电阻器的次级校准电流源。
22.权利要求9所述的系统，其中校准电流生成电路包括在阻性结构的第三节点和阻性结构的第一节点或第二节点之间耦合的谐振储能电路。
23.一种用于测量阻性结构的电阻的方法，该阻性结构具有在阻性结构第一端的第一节点、在阻性结构第二端的第二节点、以及在阻性结构的第一节点和第二节点之间且适于接收校准电流的第三节点；信号调节电路包括耦合到阻性结构的第一节点的第一输入端、耦合到阻性结构的第二节点的第二输入端、和耦合到阻性结构的第三节点的第三输入端；
以及输出端，所述方法包括：
通过测量没有校准电流注入到阻性结构的第三节点时输出端上的电压来确定第一校准信号；
将校准电流注入到阻性结构的第三节点；
通过以下步骤确定第二校准信号：
对阻性结构的第一节点的电压和第二节点的电压进行插值；以及
从阻性结构的第三节点处的电压中减去插值后的电压；以及
确定所确定的第一校准信号和所确定的第二校准信号之间的差值的绝对值，其中所述绝对值与阻性结构的电阻和校准电流的乘积成比例。
24.权利要求23所述的方法，其中校准电流以脉冲形式被注入到阻性结构的第三节点。
25.权利要求23所述的方法，进一步包括周期性地执行第一校准信号和第二校准信号。
26.权利要求23所述的方法，进一步包括测量在阻性结构的第一节点和第二节点之间流动的电流。
27.权利要求23所述的方法，其中对阻性结构的第一节点的电压和阻性结构的第二节点的电压进行插值包括基于以下量来确定阻性结构的第一节点处的电压和阻性结构的第二节点处的电压之间的加权平均电压（Vavg）：
阻性结构的第一节点处的电压Va；
阻性结构的第二节点处的电压Vb；以及
插值参数“a”，其中
Vavg=0.5*[(1-a)*Va+(1+a)*Vb]。
28.权利要求27所述的方法，进一步包括：
将所述加权平均电压（Vavg）和阻性结构的第三节点处的电压之间的差值放大一个系数GA；以及
提供所述放大的差值作为在输出端处的输出电压（Vout）。
29.权利要求28所述的方法，其中输出端处的输出电压（Vout）基于：
在阻性结构第三节点处的电压Vc，其中
Vout=GA*{0.5*[(1-a)*Va+(1+a)*Vb]–Vc}。
30.权利要求27所述的方法，进一步包括调谐信号调节电路以补偿阻性结构的第一节点和第三节点之间电阻与阻性结构的第二节点和第三节点之间电阻之间的差值。
31.权利要求30所述的方法，其中所述调谐包括当没有校准电流注入到阻性结构的第三节点时改变插值参数“a”直到输出端的电压被最小化为止。
32.利要求31所述的方法，其中所述调谐进一步包括使用负载电流纹波作为信号源，其中所述负载电流纹波由下述组件中的至少一个引起：
（i）耦合到阻性结构的第一节点或第三节点的开关模式电源；或
（ii）耦合到阻性结构的第一节点或第三节点的负载。
33.权利要求31所述的方法，其中所述调谐进一步包括将电流脉冲提供给（i）阻性结构的第一节点或（ii）阻性结构的第二节点中的至少一个，以在阻性结构中产生用以调谐信号调节电流的伪纹波电流。
34.权利要求32所述的方法，其中在调谐过程中调制开关模式电源，以产生负载电流纹波。

说明书全文

测量阻性结构电阻的方法和系统

技术领域

[0001] 本公开总体上涉及电子技术，更具体地涉及阻性结构的校正。

背景技术

[0002] 近年来人们一直努力改善测量阻性结构电阻的方法和电路。关于阻性结构的电阻值的信息对于许多应用而言都是有用的，其中包括电流的精确测量。适用于精确输出电流测量的离散电流感测电阻器通常具有几个要求。例如，这样的电流感测电阻器可能要求足够低的制造公差，长期的稳定性，低温度系数，和/或其他限制。随着规格变得更加苛刻，系统的组件成本和复杂度会提升。

[0003] 一些已知的方法通过在系统运行期间提供对电流感测电阻器的某一形式的测量和/或校正来适应不那么苛刻的规格（从而降低成本）。

[0004] 存在多种用于在不中断系统运行的期间校正阻性结构的方法。例如，在第一种方法中，测量阻性结构的温度，然后通过使用所测量的温度和阻性材料的已知温度系数来对温度漂移进行补偿。例如，属于Kung的美国专利No.4,591,743就属于该种方法。

[0005] 第二种方法，有时被称作“DCR感测”，使用开关模式功率转换器的电感器的寄生电阻。例如，属于Tateishi的美国专利No.6,469,481属于该种方法。

[0006] 第三种方法在阻性结构的一端周期性地注入预定测试或校正电流，并通过欧姆定律确定它的电阻值。例如，属于Desai等的美国专利No.7,536,577属于该种方法。

[0007] 第四种方法推导出电流感测电阻器一个输出端的电阻值。例如，所述电阻值可由输入端的精密电流感测电阻器从一个DC/DC转换器的开关系数和所测量的输入到此DC/DC转换器的电流中推导出。例如，在G.Eirea和S.R.Sanders的High Precision Load Current Sensing Using On-Line Calibration of Trace Resistance,IEEE Transactions on Power Electronics,pages907to914(Vol.23,Issue2,March2008),（“Eirea and Sanders.”）中对该种方法进行了描述。

[0008] 前述的现有技术方法有几个缺点。例如，第一种方法不能通过简单地测量温度来补偿制造公差。从而，可能导致不同的初始电阻测量值和电阻的温度系数。通常，通过在包括阻性结构的系统或子系统的制造过程结束时利用已知测试电流进行一次校正来适应不同的初始电阻。

[0009] 确定阻性结构的一个或多个温度系数的过程非常昂贵。例如，至少在两个不同的温度向阻性结构施加已知的测试电流。为了稳定性而确定温度变化所造成的测试设备花销和时间，使得这种为每个阻性结构单独地确定温度系数（“tempco”）的方法对于大多数应用而言都是不切实际的。通常，有必要通过使用从每个批次的几个样本中获得的逐批次的温度系数，对温度补偿进行折衷。更糟的是，可能使用到的温度系数是通过早期原型的单个实验室表征得到的。上述方法经常会导致电路温度性能较差。

[0010] 第一种方法的另一个缺点是不能检测并补偿电阻的长期漂移。依据系数（如，阻性结构的材料，它的机械结构，以及环境影响），电阻可能每运行1000小时就变化几个百分点。对于典型的电流感测电阻器，这种长期漂移效应在更高温度下更加明显。一种典型的补救措施（除了指定拥有更好稳定性的更加昂贵的电阻器以外）是定期校正，这种做法通常会增加拥有的成本。此外，对于这种方法，将意味着系统运行的周期性悬挂。

[0011] 所述第二种方法涉及开关模式电源。该种方法的一个缺点是电流测量的增益系数依赖于电感器线圈绕组的DCR，其（例如，通常用铜制造）具有大约每开尔文0.4%的温度系数，这对许多应用而言是不能接受的。这种方法通常需要为电感器的L/DCR时间常数匹配一个离散的第一电阻器和电容器对（如，R1×C1）的时间常数。由于电感器的高DCR温度系数和高制造公差（如，在10%的范围内），此电感器可以是一个移动目标（moving target）。此外，电感L还取决于随电感器电流变化的磁芯磁化。虽然已经尝试通过提供测量电感器绕组温度的装置来提供DCR漂移的温度补偿（如，属于Shiguo等的美国专利No.7,358,710中所见），但是它们可能并不精确。例如，在这样的电感器DCR电流感测方法中，在合适位置放置温度传感器（在此情况下是一个负温度系数（NTC））以精确跟踪线圈绕组温度的困难，是精度的大幅损失的来源。此外，第二种方法中没有一种补救措施有助于对抗DCR电阻的负载寿命漂移。

[0012] 第三种方法不能分辨所注入的测试和/或校准电流和负载电流变化，这在典型系统中是以随机方式发生的。例如，负载电流中的任何变化都会改变在要校准的电流传感电阻上所测量的电压差。相应地，如果负载电流在校准期间发生了变化，校准精度可能会受到损害。例如，测试电流的幅值通常被设计为远小于最大负载电流。在这方面，由于泄露到校准通道中的负载电流波动，校准结果可能会是错误的。

[0013] 校准期间断开负载的即时补救措施对于大多数情况而言可能不是一个现实的解决方法，这是因为它干扰了期望的不间断的系统运行。即使在校准期间断开负载对于有些应用而言是可以接受的，这样的校准方法也不能精确跟踪系统在正常运行状态下的电阻变化。即使提供一种测量阻性结构温度的方法，这也是正确的。例如，在系统环境（相对于实验室设置）中精确测量分布式阻性结构（如电感器绕组和PCB走线）的温度一般是困难的。

[0014] 第四种方法在开关模式电源的输入端使用一个精密电流感测电阻器。可以理解，对于精密电流感测电阻器而不是常规电流感测电阻器的依赖会引入额外的成本。相应地，第四种方法仅仅是避免了由在开关模式电源的低电压输出端加入这样一个感测电阻器所产生的电压降损失。电流感测电阻器本身不能被消除。而且，第四种方法的精确度依赖于开关模式电源的运行模式，其可能随着负载电流而改变。例如，在“High Precision Load Current Sensing Using On-Line Calibration of Trace Resistance”中讨论的电路不能在轻负载时实现适当的校准，且一旦转换器进入不连续导通模式就会失去校准能力。

[0015] 鉴于前述内容，需要提供一种在系统运行不被中断的同时测量阻性结构电阻值的方法和电路。还需要在不必测量组件温度的情况下就能测量阻性结构的电阻。还需要跟踪和补偿可能改变阻性结构的电阻值的不利的影响（例如，多种制造公差，电阻值的温度漂移，由老化造成的电阻的负载寿命漂移（较差的长期稳定性等））。发明内容

[0016] 本发明提供了一种用于测量电阻的系统，包括：

[0017] 阻性结构，具有：位于阻性结构第一端的第一节点；位于阻性结构第二端的第二节点；以及位于阻性结构上第一节点和第二节点之间的第三节点；

[0018] 校准电流生成电路，其具有与阻性结构的第三节点耦合的输出端；以及[0019] 信号调节电路，包括：与阻性结构的第一节点耦合的第一输入端；与阻性结构的第二节点耦合的第二输入端；与阻性结构的第三节点耦合的第三输入端；以及输出端，[0020] 其中，信号调节电路被配置为在其输出端提供一个信号，该信号与第三节点处的电压和阻性结构的第一节点及第二节点处的电压的加权平均值之间的差值成比例。

[0021] 相应地，本发明提供了一种用于测量阻性结构的电阻的方法，该阻性结构具有在阻性结构第一端的第一节点、在阻性结构的第二端的第二节点、以及在阻性结构的第一节点和第二节点之间且适于接收校准电流的第三节点；信号调节电路包括耦合到阻性结构的第一节点的第一输入端、耦合到阻性结构的第二节点的第二输入端、和耦合到阻性结构的第三节点的第三输入端；以及输出端，所述方法包括：

[0022] 通过测量没有校准电流注入到阻性结构的第三节点时输出端上的电压来确定第一校准信号；

[0023] 将校准电流注入到阻性结构的第三节点；

[0024] 通过以下步骤确定第二校准信号：

[0025] 对阻性结构的第一节点的电压和第二节点的电压进行插值；以及

[0026] 从阻性结构的第三节点处的电压中减去插值后的电压；以及

[0027] 确定所确定的第一校准信号和所确定的第二校准信号之间的差值的绝对值，其中所述绝对值与阻性结构的电阻和校准电流的乘积成比例。附图说明

[0028] 附图是示意性实施例。附图没有示出全部实施例。其他实施例可被附加或替代使用。可能忽略明显的或不必要的细节以节省空间或用于更加有效地进行示意。一些实施例可结合额外的组件或步骤实施，和/或在不具有所示出的全部组件或步骤的情况下实施。当相同的标记出现在不同的附图中时，其指示相同或相似的组件或步骤。

[0029] 图1示出根据本发明一个实施例的一种具有阻性结构的系统。

[0030] 图2示出根据本发明一个实施例的一种具有阻性结构的系统的更加详细的视图。

[0031] 图3示出根据本发明一个实施例的一种具有阻性结构的系统，其中校正电流源作为调谐电流源被重用，以提供负载电流纹波。

[0032] 图4示出根据本发明一个实施例的一种能够导引阻性结构中的电流的系统。

[0033] 图5示出根据本发明一个实施例的一种通过断开开关来导引阻性结构中的电流的系统。

[0034] 图6示出根据本发明的一个实施例的一种测量阻性结构电阻值的系统的一部分。

[0035] 图7示出根据本发明一个实施例的一种示例阻性结构。

[0036] 图8示出根据本发明一个实施例的一种遵循伪开尔文连接方法的示例阻性结构。

[0037] 图9示出根据本发明一个实施例的一种具有可调谐插值器和用于指导插值器调谐过程的相关电路的系统。

[0038] 图10示出根据本发明一个实施例的一种基于由通过切换开关模式电源的相位而驱动的极性反转开关的具有可调谐插值器和相关器电路的系统。

[0039] 图11示出根据本发明一个实施例的一种遵循另一个伪开尔文连接电路的示例阻性结构。

具体实施方式

[0040] 下述详细描述中，通过示例的方式阐述了大量的具体细节，以提供对相关教导的全面理解。然而，很明显，在没有这样的细节的情况下也可以实践本发明。在其他情况下，在没有细节的较高层次上描述众所周知的方法、过程、组件、和/或电路，以避免不必要地混淆本发明的各方面。

[0041] 以下讨论的各示例涉及用于在不中断系统运行期间测量阻性结构的电阻值的方法和电路。其中，合适的阻性结构是离散电阻器或与集成电路的金属层、印刷电路板箔、连接布线、金属板、电缆通道相关联的寄生电阻或任何其他电阻，只要它们符合欧姆定律且具有足够低的寄生电容和电感。

[0042] 在一个实施例中，本文所讨论的校准过程对系统运行完全透明且通常不干扰它。负载电流干扰对校准结果的影响可被设计成非常低。在一个方面中，低（或零）负载电流时的校准可在对校准精度没有不利影响的情况下执行。在一个方面中，本文所讨论的校准过程的能量消耗可被设计地非常低。

[0043] 在一个实施例中，本文所描述的电路和方法可以执行对一系列不同形状、形式和尺寸的阻性材料的校准。所适应的电阻值可涵盖多个数量级。例如，支持100μΩ到1Ω或更大的电阻范围。在一个方面中，阻性结构不需要是一个集总元件，如具有三个电节点的两个电阻器的串联连接；相反，本文所体现的构思也适用于当阻性结构是任意的分布式电阻时（例如：网状电阻器，如基于有限元件分析）。在一个实施例中，印刷电路板迹线或印刷电路板平面形式的寄生阻性结构可作为电流感测电阻器使用。在固有寄生电阻（如，印刷电路板走线或导线通道）在适当校准后作为精密电流感测电阻器使用的实施中，可避免与增加一个真正的电流感测电阻器相关的额外的电压降，从而节省能源。

[0044] 现在详细描述附图中示出及下述讨论的参考示例。图1示出根据本发明一个实施例的系统100，其具有阻性结构101。在一个实施例中，阻性结构101在第一节点130A和第二节点130B之间有一个总电阻Rx。提供至少一个额外的节点（如，第三节点130C），其被电气地和/或机械地定位于第一节点130A和第二节点130B之间。例如，第一部分电阻Rx1在第一节点130A和第三节点130C之间出现，而第二部分电阻Rx2在第三节点130C和第二节点130B之间出现。总电阻Rx由部分电阻Rx1和Rx2的和提供。电阻Rx，Rx1和Rx2的阻值可能未知。

[0045] 阻性结构101可能是电路的一部分。在一个实施例中，第一节点130A连接到电源110，且第二节点130B连接到负载111。例如，阻性结构101充当一个电流感测（“分流”）电阻器，通过测量第一节点130A和第二节点130B之间的电压，并如下述式1所示，利用欧姆定律计算负载电流，以便测量流经阻性结构101的电流。

[0046] Iload=V(AB)/Rx （式1）当Rx的阻值已知时。

[0047] 在一个实施例中，校准电流生成电路块102（如，以脉冲的形式）给阻性结构101（Rx）提供电流。相应地，校准电流生成电路块102被用于测量阻性结构101（Rx）的电阻值。在一个例子中，校准电流生成电路块102至少在一个工作状态下耦合到至少第三节点130C。本文所述“耦合”指校准电流不需要精确地注入到第三节点；而是，第三节点附近的任何适当位置也可以被用于注入校准电流。然而，离第三节点越近，精度就越高。通过将校准电流ICAL注入到阻性结构101的第三节点130C所提供的一个与众不同的优点是连接到节点130A和/或130B的无功组件（如，电源去耦电容器）（如，110和111）不会损害或干扰校准电流脉冲（ICAL）。

[0048] 系统100可以包括一个耦合到校准电流生成电路块102的控制电路103。控制电路103具有至少两个工作状态以改变校准电流ICAL或交替地将校正电流ICAL导引到阻性结构的三个节点（如，130A、130B和130C）中的至少两个中的任意一个。例如，校准期间校准电流可在节点130C和节点130A之间交替为“开（ON）”，或者在节点130C和节点130B之间交替为“关（OFF）”，而不是在两种状态（其可以为“校正电流开”和“校正电流关”，两个不同幅值的校准电流，或两个不同的符号的校准电流）间改变校准电流ICAL。例如，交替可以由电子开关装置完成，如，一对分别在校准电流源102的输出端与阻性结构101的节点130C和节点130A/B之间连接的MOSFET（图1中未示出）。可以理解，将这种MOSFET（或任何其他电路元件）加入到校准电流通路仍将校准电流生成电路耦合到阻性结构101的第三节点130C。

[0049] 系统100可包括信号调节电路块104，其耦合到第一节点130A，第二节点130B和第三节点130C，以在其输出端105处形成一个经过调节的信号。输出端105处的信号提供阻性结构101的第三节点（130C）处的电势与阻性结构101的第一和第二节点（130A，130B）处的电势的加权平均值之间的差值（或，放大后差值）。

[0050] 在一个实施例中，系统100包括一个信号处理电路块106，其耦合到信号调节电路块104的输出端105。信号处理电路块106使用输出端105处的信号（由信号调节电路块104提供），以确定阻性结构101的电阻Rx。稍后更加详细地讨论信号处理电路块106。

[0051] 图2是根据本发明一个实施例的具有阻性结构201的系统200的更加详细的图示。例如，阻性结构201可以是一片阻性材料，其至少具有第一连接节点230A、第二连接节点230B、和第三连接节点230C。连接节点230C介于节点230A和节点230B之间。在一个实施例中，连接节点230C是连接节点230A和230B的中间点，处于中央区域，因此部分电阻Rx1=Rac及Rx2=Rcb有基本相同的电阻值，如下述式2所示。

[0052] Rx1=Rx2=Rac=Rcb (式2)

[0053] 相应地，在节点230C的所需响应信号被最大化，节点230C距离阻性结构201的中心越远，其响应信号幅值越小。在一个实施例中，节点230C（信号由此处取出）的位置不在中心（如，在一个阻值是总电阻的1/3的距离）。注意，当节点230C太接近节点230A或230B中的一个时，那么响应信号会劣化。

[0054] 校准电流生成电路块202可包括调节晶体管M1。在一个实施例中，调节晶体管M1是双扩散金属氧化物半导体（DMOS）晶体管。调节晶体管M1的漏极可被连接到第三连接节点230C。在一个实施例中，调节晶体管M1的漏极通过将所述漏极连接到阻性结构第三节点的附近区域的一个或多个位置而耦合到第三连接节点230C。在一个实施例中，校准电流生成电路块202包括基准电阻器Rs，其第一节点耦合到调节晶体管M1的源极而其第二节点耦合到Vss（或地）。基准电阻器Rs一般不影响（see）负载电流ILOAD；反而会影响校准电流ICAL，校准电流可比最大负载电流小几个数量级。进一步地，校准电流ICAL可包括短脉冲，并具有一个小的占空比。相应地，电阻器Rs与能够支持满负载电流的精密分流电阻器相比，其尺寸小的多，且额定功率更低（从而，成本更小）。如果加入可选的第二校准步骤（之后讨论），基准电阻器Rs也可具有一个较大的公差，较大的温度系数，以及较差的稳定性（从而甚至更低的成本），而不会显著干扰本文所讨论的电阻校正系统200的精度。

[0055] 控制电路块203可包括运算放大器240和可编程基准电压源VREF242，其耦合到（如DMOS）调节晶体管M1和基准电阻器Rs以形成电流伺服回路。例如，控制电路块203提供校准电流，如下述式3所示。

[0056] ICAL=VREF/Rs (式3)

[0057] 在一个实施例中，通过提供两个状态的可编程基准电压源VREF242，来实现至少两个状态的控制装置。例如，在第一状态中，提供零电压而在第二个状态中，提供一个正电压。所述正电压可以接近1V。在一些实施例中，基准电压VREF242不需要太精确且它也可以具有一个较大的温度漂移，而不会显著干扰本文所讨论的电阻校准系统200的精度，只要基准电压在校准电流切换到“开”的短暂时间内大致稳定即可。例如，基准电压VREF242定义了一个短暂时间间隔内校准电流脉冲的总幅值。如果基准电压从所设计的典型值下降约10%到30%，本文所讨论的电阻校准系统200仍然可以精确工作，只要电路不超过其的工作裕度且如果基准电压也被用在信号处理中，这将在稍后描述。

[0058] 在一个实施例中，信号调节电路块204包括插值器（IP）220，其形成节点230A（Va）处的电压和节点230B（Vb）处的电压之间的加权平均电压，如下述式4a提供。

[0059] Vavg∝(1-a)Va+(1+a)Vb (式4a)

[0060] 相应地，式4a描述了一个比例关系。例如，当使用无源插值器（如基于电阻和/或电容）时，比例系数通常是0.5而式4a成为下述式4b的形式。

[0061] Vavg=0.5*[(1-a)*Va+(1+a)*Vb] (式4b)

[0062] 另一个示例中，使用有源插值器（如基于运算放大器），其中可存在插值器增益GI。此方面中，比例系数可能不是0.5，如下述式4c提供。：

[0063] Vavg=(GI*0.5)*[(1-a)*Va+(1+a)*Vb] (式4c)

[0064] 上述式4a到4c中，“a”是插值参数，其可以是常数或变量。它对应于第三节点230C相对于第一和第二节点230A和230B的位置。下述讨论设置插值参数“a”的一个示例选择。在许多实际实施中，插值参数“a”的数值例如跨越一个范围，-0.3到+0.3，这取决于阻性结构201的预期的机械、热和电气公差。在一些实施例中，插值参数“a”的数值可能超过这个范围。然而，超过这个范围会降低可达到的校准精度。例如，给定校准电流电平的校准精度在信号Vavg具有最大幅值的时候最好，这种情况发生在插值参数“a”为零或接近零时。高精度可以通过将阻性结构的机械、热和电气公差降低到一个合理的水平并且通过使第三节点230C尽可能合理地靠近第一和第二节点中间的中心等电位线（如，利用制造阻性结构的生产过程的给定性能的适当开发）完成。对基本几何形状，如具有矩形形状的阻性结构，放置第三节点230C的优选位置（如，使得插值参数“a”接近零）在节点230A和230B之间的形状的质心（如，在矩形形状的对角线交点处）。对于更复杂的形状，可进行有限元分析以找到第三节点的最优位置。

[0065] 信号调节电路块204也可以包括差分放大器（AMP）222，其被配置为对第三节点230C处的电压Vc和由插值器所提供的具有增益系数GA的加权平均电压Vavg之间的差值进行放大，由下述式5a所示。

[0066] Vout=GA*(Vavg–Vc) (式5a)

[0067] 如果使用的是具有插值器增益GI的有源插值器，那么耦合到阻性结构201的第三节点230C的差分放大器222的输入就具有一个下述式5b所提供的增益。

[0068] Vout=GA*(Vavg–GI*Vc) (式5b)

[0069] 在一个实施例中，式5a的差分放大器增益函数和插值器222的加权平均函数可通过依据已知的实现传递函数的步骤配置运算放大器进行组合，如下述式6所示。

[0070] Vout=GA*{0.5*[(1-a)*Va+(1+a)*Vb]–Vc} (式6)

[0071] 例如，上述计算涉及将Va和Vb耦合到运算放大器的第一输入的第一输入网络和将Vc耦合到运算放大器的第二输入的第二输入网络。进一步地，反馈网络将运算放大器的输出耦合到所述运算放大器的反相输入端。第一和第二输入网络和反馈网络可以是阻性的或容性的。

[0072] 在一个实施例中，差值器220包括具有中心抽头的一串电阻（或围绕中心排列的多个可选抽头）。抽头位置（如，对应插值参数“a”）选择为对应于第三节点230C相对于第一和第二节点230A和230B的位置。下面讨论用于选择插值参数“a”的示例过程。

[0073] 在一个实施例中，插值器222可与放大器240组合（如，配置成开关电容电路），其中插值参数“a”为开关电容电路的输入电容之比，或者在在切换过程中为固有的。这样一种容性插值器的优点是它不从阻性结构中抽取DC电流，所以它可以如高欧姆阻性插值器一样提供相同或更好的校准精度。

[0074] 在使用分布式阻性结构201（如，PCB箔通道（foil run））的各实施例中，可使用不止一个接近或就在阻性结构201的中心的节点（如，图8中的C,C’,C’’）注入校准电流。进一步地，这些节点中不止一个可被用于向差分放大器222的一个输入节点提供电压Vc。在一个实施例中，如果不只一个这样的节点贡献节点Vc处的电压电平，则差分放大器222可包括多个输入端以适应多输入电压。例如，每个输入到放大器222的电压可具有相等或独立的增益系数。在一个实施例中，分布式阻性结构201的有限元分析被用于确定多输入差分放大器的每个输入的最优增益系数。在有限元模型中，当已知校准电流被注入到一个或多个在其附近的其它节点时，根据提供多输入电压的节点处的电势的相对幅值，可容易地确定增益系数。

[0075] 信号处理电路块206可包括开关电容积分器和比较器（如，基于Δ-Σ调制器技术的模数转换器（ADC））。例如，开关电容积分器和比较器被配置为Δ-Σ模数转换器的调制器。该调制器利用一个基准电压来跟踪用于调节校准电流ICAL的基准电压242。在一个实施例中，信号处理电路块206向存储的积分结果增加Vout和/或基准电压或者从存储的积分结果中减去Vout和/或基准电压，且检查积分结果的符号。可以以硬件方式增加数字抽取滤波器或者以软件方式实施数字抽取滤波器。在一个实施例中，用于ADC的基准电压与用于控制电路块203的基准电压242相同。换言之，用于ADC的基准电压和基准电压242都源于一个共同的电压源。如上所述，在此情况下，ADC结果自动地纠正基准电压源的任何不精确或温度漂移。

[0076] 基于前述对系统200的概述，现在考虑系统200的示例运行的高级讨论是有帮助的。在运行的第一阶段中，基准电压源VREF242被设置为零（即，校准电流Ical为关）且节点205处的Vout被采样（如，通过一个信号处理块206中的Δ-ΣADC）。这是相关双采样（CDS）信号处理方法的第一采样。

[0077] 在运行的第二阶段中，基准电压源VREF242被设置为一个正电压（如,到达1.23V，其可由带隙基准提供，但也可以来自于远不如带隙基准精确的基准）。从第三节点230C抽取的校准电流由下述式7提供。

[0078] ICAL=VREF/Rs (式7)

[0079] 经过一个短暂的延迟（即，当校准电流足够稳定时），节点205处的Vout再次被采样。在一个实施例中，这代表着CDS信号处理方法的第二采样。注意，可使用信号处理领域内已知的其他采样、测量或数字化方法，只要它们实现运行的两个阶段之间的Vout差值的捕获。在一个实施例中，运行的第一阶段和第二阶段是周期性的。

[0080] 在一个实施例中，包括一个空闲阶段。例如，在可选的空闲阶段中，基准电压源VREF242再次被设置为零伏。为了节省可选的空闲阶段期间的能量，上述所讨论的所有的功能块（如基准电压源VREF242，AMP222，插值器220，和ADC）可被设置为电源断电状态。可选的空闲阶段也帮助冷却生成校准电流脉冲的电气组件。如上所述，空闲阶段是可选的，因为相同的冷却效果在一个实施例中可通过使运行的第一阶段显著长于运行的第二阶段来实现。

[0081] 例如，第一阶段和第二阶段中提取的信号采样之间的差值的绝对值与总电阻Rx*ICAL的乘积是成比例的，即使在放大器或ADC中存在偏移电压时。比例系数本身可依赖于系统200的总增益。此处所讨论的信号处理技术示例的一个优点是三个节点230A，230B和230C处的寄生热电偶电压对Rx的测量不具有任何影响。

[0082] 在一个实施例中，如果基准电压源VREF242也被用在ADC中，它就不被包括在用于Rx/Rs的系统增益公式中。相应地，基准电压源VREF242不需要非常精确。

[0083] 进一步地，在一个实施例中，如果对上述讨论的插值参数“a”的选择使得用于形成电压的加权平均值的权重与部分电阻Rx1和Rx2的幅值成比例，那么流经阻性结构201（Rx）的负载电流对阻性结构201（Rx）的测量也没有影响。

[0084] 如果阻性结构使得插值参数“a”不需要调谐（如，当在阻性结构上不存在显著热梯度时或如果电阻的温度系数很小），可使用一个微调电路（trim circuit）来将插值参数“a”设置为一个最优值。例如，该最优值可在系统的生产期间就被确定。例如，如果阻性结构是集成电路的一部分，可使用激光烧断熔丝链路（laser blown fuse link）或一些其他已知形式的微调电路，以选择阻性插值器上若干抽头中的一个，以将插值参数“a”设置为一个最优值。

[0085] 在一个实施例中，插值（由插值器220实施）的插值参数“a”的自动调谐可通过改变插值参数“a”直到运行的第一阶段中的Vout达到最小（如，当校准电流为零时）来实现。

[0086] 用于插值参数“a”的自动调谐的调谐电路可采取多种形式。在一个优选实施例中，调谐是基于检测残差信号Vout（205）进行的，该残差信号是由系统运行期间通过第一节点进入阻性结构201且由第二节点离开（反之亦然）的电流幅值的改变造成的。

[0087] 例如，本文讨论的调谐电路或调谐方法可使用负载电流（如，节点230A和230B之间作为电压Vab所观测到的）和节点205处的Vout之间的相关性来实现。理想调谐点在相关性最小化时获得。在一个示例中，为了实现相关性的最小化，相关电路仅仅提供相关性的符号，且调谐过程根据所述符号将阻性插值器上所选择的抽头向上或向下改变。在运行2
一个短暂时期之后，调谐过程在两个最优化抽头之间跳跃。以系数(1-a)进入校准过程的增益公式的插值参数“a”，根据上述式5，遵循所选择的抽头位置。对于要求适当的精度的系统，此系数（如，在与理想中心抽头的情况存在小偏差的情况下，接近1.00）可被忽略。然而，在更精确的系统中，此系数还可以被信号处理块使用来纠正校正增益的改变。因此，系统可以自动地跟踪并纠正与理想中心抽头情况下的任何偏差。

[0088] 图9示出根据本发明一个实施例的相关电路900。在图9的示例中，相关电路900包括耦合到积分器970的模拟四象限乘法器950。跨接在放大器940的两个输入节点上的差分电压Vab提供第一输入信号，且Vout提供四象限乘法器950的第二输入信号。在一个实施例中，差分电压Vab在其被提供给四象限乘法器950之前被放大器940放大。在一个实施例中，ADC的Δ-Σ调制器被用来代替模拟积分器970。为了允许用于调谐过程的校准电路中使用的积分器或ADC的重用，可使用开关960。例如，开关960在“校准（CAL）”状态将积分器970耦合到Vout，而在“调谐（TUNE）”状态将积分器970耦合到乘法器（950），以此提供一个相关器。如果负载电路是单向的，可以使用一个两象限乘法器来代替。相关性也可以在数字域中通过对两个Δ-Σ调制器的PWM比特流进行相关来进行，向一个Δ-Σ调制器提供信号Vab，而向另一个Δ-Σ调制器提供在节点205处的Vout。信号Vab和/或Vout可在被发送到乘法器之前被放大。

[0089] 在不同的实施例中，相关操作（即，插值参数“a”调谐过程）可利用开关模式电源固有的电感电流纹波造成的固有负载电流纹波、可由改变数据处理（CPU）负载造成的负载电流纹波等。例如，可能不能够获得足够幅值的电流纹波来执行插值器220调谐。为此，系统软件例如可通过不时地执行大量计算而在其他时间执行少量计算来引发足够的负载电流纹波，以调制负载电流。系统软件也可以智能地控制调谐过程，使其在由于变化的计算负荷而存在的足够负载电流的运行阶段期间发生。

[0090] 适合相关操作的负载电流纹波也可以通过调制开关或线性稳压电源的电压反馈网络生成。例如，可以通过以下方式来实现这种负载电流纹波：经由电阻器，将矩形数字调制信号耦合到开关电源的反馈引脚。例如，对电阻器的电阻值进行选择，以使数字信号摆幅在由负载指定的限度内改变开关电源的输出电压。例如，对于一个可以容许10%的电源电压变化的负载而言，开关电源的输出电压调制可被设置为5%。在一个实施例中，矩形数字调制信号的周期优选为比开关频率长10到100倍。然而，也可以使用任何其他定时，只要对该调制的电压控制回路的瞬态响应是可检测到的。例如，在相关性操作中，节点205的电压Vout可乘以一个源自数字调制信号的信号。在一个实施例中，使用的是调制信号的一个延迟形式，其中对延迟进行选择以实现相关操作的最优灵敏度。在相关性操作中，节点205的电压Vout也可以乘以第一节点230A和第二节点230B处电压之间的差值（Vab）或者其放大版本，而不是使用调制信号。

[0091] 在一个实施例中，不使用模拟乘法器950，相反，相关操作使用开关电源的栅极驱动（开关引脚）信号。现在参考图10，其示出根据本发明一个实施例的具有可调谐插值器和相关器电路的系统，其基于通过切换开关模式电源的相位而驱动的极性反转开关。通过开关栅极调节电路1090，开关电源控制器1080的栅极驱动输出1081,1082可被放大、形成为数字控制信号的形式、扩展、或减少持续时间。所得到的数字控制信号1091和1092可被用于设置开关装置1095的极性。例如，开关装置1095将电压Vout1005或它的相反极性1006从差分放大器1022耦合到积分器1070或模数转换器（ADC）（如，Δ-ΣADC）。如图10所示，差分放大器1022（如，对应于图2中的差分放大器222）可具有差分输出，从而允许节点1005和1006处的信号在被送到积分器1070之前改变其极性。作为选择，在单端差分放大器的情况下，受数字控制信号1091和1092控制的极性改变开关装置被用在信号通路中，处在差分放大器1022之前。然而，之后应当向其输出中增加用于所需定时窗的额外选通（gating）。例如，可调谐插值器1020对应于图2中的220，且阻性结构1001对应于图2中的201。在一个实施例中，开关电源1000包括PFET1083、NFET1084、电感器1085、和电容器1086。负载1111被耦合到阻性结构1001的输出端。

[0092] 在一个开关电源不存在或者一个已有调节器不能用于如上所述的相关操作的实施例中，足够的负载电流纹波由耦合到节点230A和230B中至少一个的调谐电流源提供。例如，调谐电流源之后被冲击（pulse）以创建所需的纹波。作为选择，如图3中所示，校准电流源除了基本耦合到节点330C之外，还可通过提供将纹波电流耦合到节点330A或330B（或在两个节点330A或330B交替）的额外通路来复用作为用于负载电流纹波的调谐电流源。例如，一些DMOS晶体管（如M2，M3，M4）可被增加到校准电流产生电路（如，图2的202）的输出分支。晶体管M3被切换到开且M2/M4被切换到关，以将校准电流脉冲注入到第三节点330C中。为了生成调谐电流脉冲，M3被切换到关且M2或M4被切换到开。在一个实施例中，如果不期望节点330A和330B之间的乒乓操作（如，晶体管M4和M2被交替开启的情况），则忽略晶体管M4。在一个示例中，生成这种调谐电流脉冲依赖于特定的负载和耦合到节点330A和330B的电源电路（未示出）。

[0093] 图4示出根据本发明一个实施例的可以导引阻性结构中的电流的系统400。图4示出一个简化配置以更简单地描述本发明的特定方面。在一个实施例中，几个DMOS晶体管（如，M1B和M1C）将校准电流脉冲ICAL交替导引到节点430B和430C。切换是由电子控制的开关450和452提供的。从而，取决于哪一个开关被闭合，由运算放大器440调节的电流脉冲可被导向节点430C或节点430B中的任何一个。在一个示例中，这些导向到阻性结构401的节点430B的脉冲可被用于替换固有负载电流纹波，以调谐由插值器（处在信号调节块404中）提供的插值操作。作为选择，调节晶体管M1B的漏极可被连接到节点430A。在一个实施例中，调节晶体管M1B的漏极被连接到节点430A或430B中电容较小的一个。将调节晶体管M1B的漏极连接到具有较小电容值的节点，能够迫使大部分电流脉冲流过阻性结构，从而增加信号幅值。

[0094] 在不同的实施例中，校准电流源也可以通过断开开关模式电源或线性电源的开关晶体管或传输晶体管（pass transistor）来实施。在此方面中，图5示出了根据本发明一个实施例的通过断开开关来导引阻性结构中的电流的系统500。例如，负载电流ILOAD的一部分从阻性结构501的第一节点（如，530A）被周期性地转向到第三节点（如530C）。这样可能是特别有利的，如果阻性结构501和开关晶体管或传输晶体管（如，5M2和5M1）被集成到开关模式或线性模式电源芯片上。在一个实施例中，半导体芯片的顶部金属层或键合线可被用作阻性结构501。

[0095] 现在考虑系统500的示例运行的高级描述是有帮助的。在一个实施例中，在运行的第一阶段，晶体管5M1是关闭的，而晶体管5M2承载全部负载电流ILOAD。在运行的第二阶段，5M1被开启，从而承载负载电流ILOAD的一部分。例如，在此阶段，ILOAD的一部分作为用于阻性结构501的校准电流ICAL。在一个实施例中，电阻器557（Rs）上的电压降被用于确定校准电流ICAL或用于通过在反馈回路中包括晶体管5M1将其调节到一个期望值。由于校准电流ICAL可比最大负载电流ILOAD小几个数量级，晶体管5M1和电阻器557都可以被配置为与晶体管5M2和阻性结构501相比处理一个小得多的电流。相应地，在此实施例中，校准电流脉冲对功耗没有贡献。

[0096] 前述实施例可被一个额外的（如次级）校准步骤增强，其中基于一个额外的基准电阻或一个基准电流来对校准电流分支ICAL的电阻器557（Rs）进行校准，如图5中的次级校准电流源507所表示。在一个实施例中，次级校准电流源507包括一个可切换（如569）基准电流源572。当开关569开启时，基准电流源572被耦合到校准电流电路块的电阻器557（Rs）。例如，当初级校准系统（用于阻性结构501的）空闲且不产生校准电流ICAL时，开关569被切换到开启。在运行的这个阶段，晶体管5M1（或图4的M1C和M1B）被切换到关闭，如此，次级校准电流IREF不受干扰地流过串联电阻器557（或图4的基准电阻Rs）。

[0097] 电阻器557（Rs）的幅值是基于测量电阻的电路的，如测量电阻器557上的电压的ADC（未示出）。例如，次级校准步骤对于以下实施可能是有用的：与校准电流生成电路关联的电阻557（或任意电阻器，如Rs）是不稳定的、未知的、受工艺公差影响的，或具有较高温度系数。在图5的示例中，电阻器557本身可以与阻性结构501一样处在同一金属层上。相应地，电阻器557可以具有相同的不确定性——这些不确定性在次级校准步骤中被校准去除。然而，由于电阻器557只需要容纳最大负载电流ILOAD的一小部分，电阻器557可被制作得比阻性结构501面积更小且欧姆值更高。同样的推理也适用于生成次级校准电流Iref的可切换基准电流源507中的任何电阻器。

[0098] 电阻器557的尺寸下降可具有额外的好处。例如，如果Iref的幅值足够小，更稳定且精确的电阻器（如硅铬薄膜电阻器）就可以被用在可切换基准电流源572中以稳定Iref。相应地，包括一个次级校准功功能（通过基准块507）可大幅放宽对电阻器557的材料和制造要求。通过将次级校准电流源507增加到如上述所讨论的任何校准电流定义电阻Rs，并提供一个电路用以测量由次级校准电流造成的基准电阻其Rs上的电压，这样的次级校正功能也可以被增加到Rs中。次级校准电流源507内部的电路可与图2中的块202中所示的示例相似。可以理解，本领域内任何其他已知的用于生成精确基准电流的电路、装置、和方法也可基于本文所讨论的构思而使用。

[0099] 加入如上述讨论的次级校准步骤进一步减小了用于生成最后精确基准电流Iref的电流和功率电平，阻性结构101的Rx的校正最终将基于该最后精确基准电流Iref。电流和功率电平的这种减小可以为每个校准步骤减小幅值的几个数量级。该构思可被扩展到三级（或更高级）的校准步骤，直到实现能够以期望成本提供精确基准电阻的电流和功率电平为止。基准电阻器也能够由已知的使用开关电容或充电平衡电路的技术来合成，这些电路从基准电压源、电容器和时基获得基准电流。

[0100] 在一些应用中（例如，其中不期望校准电流脉冲的典型宽带sinc频谱），可使用谐振储能电路作为校准电流源。在这个方面中，图6示出根据本发明一个实施例的测量阻性结构602的电阻的系统600的一部分。系统600的示例包括谐振储能电路块608，其包括与电容器6C1串联的电感器6L1。在一个实施例中，储能电路608由感性或容性耦合激发。例如，储能电路608由激发源609通过与电容器6C2的容性耦合来激发。在一个实施例中，储能电路608生成没有谐波的预定频率的纯正弦校准电流。在一个实施例中，储能电路608被配置为不干扰系统中任何敏感信号的频带。

[0101] 图7示出根据本发明一个实施例的示例阻性结构701。例如，该阻性结构可以是由印刷电路板（PCB）箔通道701提供的分布式电阻。图7示出一个示例阻性结构701，其中来自图1的电节点130C实质上在（或靠近）阻性结构701的中心处被分成两个节点730C和730C’。校准电流Ical仍被注入到节点730C，但信号调节电路块704现在连接到节点730C’。
这种配置产生一个伪开尔文连接，其中，通过将第三节点分成两个节点（如730C和730C’），Ical通路中的寄生电阻的影响被减小了。图7示出由Ical形成的近似等电位线770。注意，当校正电流Ical在流动时，节点730C和730C’处的电压是不相同的。从而，此连接可能不是一个真正的和理想的开尔文连接。然而，由于节点730C和730C’之间的大部分阻性材料仍然是从节点730A到节点730B的电阻的一部分，阻性结构701校准过程中存在一个线性关系（或考虑一个额外的增益系数），对于一个给定的几何形状能够获得该线性关系。例如，线性关系或增益系数可通过原型的直接测量或有限元分析软件来确定。

[0102] 图8示出了根据本发明一个实施例的伪开尔文连接方法的另一个变型。例如，有一个双层PCB板，其具有一个底层（有条纹）和一个顶层（无条纹）。晶体管8M1的漏极被耦合到PCB箔通道的底层。优选地，底层PCB箔通道的长度相等，且尽可能对称，通过导通孔到物理节点830C和830C’，这两个物理节点均接收校准电流的一部分。相似地，在一个实施例中，阻性结构801的节点830A，830B和830C（顶层中）由导通孔连接到底层走线，底层走线通到信号调节电路块804。在另一个能够处理非常大电流的实施例中，阻性结构801可以是多层PCB中一个平面的一部分，且根据本发明教导，节点830A、830B、830C’和830C”可为设置在所述平面上的导通孔。如上述所讨论，此情况下校准的结果可根据有限元分析结果进行缩放，以补偿与此分布式阻性结构相关联的增益系数。

[0103] 图11示出根据本发明一个实施例的遵循另一个伪开尔文连接电路的示例阻性结构。例如，来自调节晶体管11M1的校准电流Ical被注入到阻性结构的节点1130C，该阻性结构可以是印刷电路板迹线或平面。第三节点响应信号通过对来自相邻节点1130C’和1130C’’的电压进行平均来形成的。在一个示例中，所述平均是由两个分别耦合到节点
1130C’和1130C’’的尺寸相同的电阻器或电容器1171,1172执行的。用作耦合元件的电阻器或电容器的公共节点1104C电气地对应于包括如对图1的讨论中提供的集总元件的理想化等效阻性结构的第三节点（130C）。注意，在不背离本文所讨论的实施例的范围和思想的情况下，如何通过附加的电子组件的方法将校准电流生成电路和信号调节电路1104耦合到阻性结构的第三节点的其它变型也是可行的。

[0104] 本文已经讨论的组件、步骤、特征、目的、益处和优点仅仅是示例性的。上述内容或涉及上述内容的讨论不得以任何形式限制其保护范围。也考虑了许多其他实施例。这些包括具有更少、额外的、和/或不同的组件、步骤、特征、目的、益处和优点的实施例。这些也包括对组件和/或步骤进行不同地布置或排列的实施例。例如，可以使用双极型晶体管（如PNP或NPN）代替MOS晶体管。PNP可用来代替NPN，且PMOS可被用于代替NMOS。相应地，其意图是本发明仅由所附权利要求来进行限制。

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