本发明涉及数字电视接收机使用的色度控制电路。这种色度控制电路在Freiburg/Br。题为“Digit    2000    VLSI    Digital    TV    System”的INTER    METALL    Data    Book（1985年6月第163～174页）中已予说明，它叙述了CVPU    2210    NTSC制梳状滤波器视频处理器。上述色度控制电路特别登载在此书第165页的图10-2中，并在第167页的10.1.4节和第168页的10.1.6节里作了说明。

在NTSC和PAL制彩色电视中，像素的色调可用相对于发射机的基准系统相位的相角编码信号来表示，0°到360°的各相角对应于各确定的色调。两个标准色差信号中的一个（即B-Y信号）的零相位是零基准相位。发射机的基准系统是未调制的色度副载波，它在水平扫描期间被抑制，在水平回扫期间作为色同步信号短时间地发射出去。相对于B-Y色差信号而言，色同步信号的相位在NTSC制中是-180°或在PAL制中是±135°。

在先有技术的色度控制电路中，电视接收机基准系统是四倍色度副载频的系统时钟，其频率和相位锁定在未调制的色度副载波上。从B-Y色差信号零相位开始的、四个相继的系统时钟脉冲对应于未调制色度副载波的0°、90°、180°和270°相角。在使用色度滤波器从彩色全电视信号中分离出色度和亮度分量后，将其中的未调制色度副载波送到色度控制电路。

在NTSC和PAL制中，接收色同步信号时电视接收机的基准系统的零基准相位是B-Y色差信号的零相位。零相位时R-Y色差信号为零，因而在锁相环路里相位比较是很简单的。

色度控制电路工作正确时，色度副载波和四倍色度副载频的系统时钟在频率和相位上必须是锁定的，这由锁相环路使系统时钟锁定于未调制色度副载波来完成。

在这种集成化色度控制电路的进一步发展和改进期间，本发明的二位发明人发现，锁相环路对系统时钟的频率和相位的作用是不利的。例如，对系统时钟来说锁相环路需要一个压控振荡器。在一行期间它对基准相位的偏离必须不超过3°。如果扫描行开始时相位差为零，这相当于系统时钟的容许频率偏离仅为额定值的0.003%。而且容许的频率偏离甚至更小。因此，所需的频率稳定度和控制精度是非常高的，要采用可调谐晶体振荡器来产生系统时钟。

此外，由相位比较得到的数据必须送到作为压控振荡器的、构成独立的单片集成电路一部分的可调谐晶体振荡器去，因而在两个集成电路上需要有附加的接线脚和连线。

如果这种色度控制电路用于具有两个或多个接收单元并在荧光屏上同时呈现出两个或多个信号源或者电视频道信息的电视接收机中时，将发生另外的问题。每个这样的接收单元各需要一个时钟系统，它的频率必须与各自的色同步频率锁定。当接收的各色同步信号频率有很小差异时，相应的各压控制振荡器间的影响是很难避免的，并在荧光屏上造成干扰。可调谐晶体振荡器的锁定范围越宽，这种影响越大。这是因为振荡器的频率稳定度随锁定范围的增大而减小的缘故。

因此，本发明的目的是改进先有技术的色度控制电路，使系统时钟不需锁定在四倍接收到原来的色度副载频上，而锁定在另外的相关 系统信号（例如一个固定频率信号）上，并使锁相环路是全数字式电路。

本发明的基本构思在于，不像迄今为止模拟式电路中所做的那样，采用压控振荡器使系统时钟（它构成接收机的基准系统）锁定于色同步信号的四倍频率和四倍相位上，以实现系统时钟和色同步信号之间频率和相位的正确调节，而是使系统时钟有不变的频率和相位，将必要的锁定措施加于接收的色同步信号和色度信号上。所以用锁相环路使数字化色同步信号的相位相对于接收机的基准系统的零相位纯数字化地旋转，直到相位为-180°或±135°（分别适应于NTSC和PAL制）为止。同时在旋转的色同步信号和系统时钟之间建立起等同的频率。而后，必要的校正角也加到色度信号上。当接收到原来的色同步信号与系统时钟间的频率偏差较大时，行正程期间的色度信号必须由内插来校正。

本发明的一个特殊优点在于，可将本发明的一个或多个色度控制电路加到先有技术的色度控制电路上，以做成对全部接收系统仅用单个系统时钟就可进行多画面显示的电视接收机。

另一个重要优点在于，系统时钟能由锁定于行频或行频倍数的信号同步。这在录象机工作中是有利的，例如为获得无闪烁的电视图象在提高图象质量的信号处理中也是有利的。

最后，即使在接收到原来的色同步信号与系统时钟之间有较大的频率偏差，本发明在行正程期间用必要的内插进行色度校正，也是一个优点。

现在参照附图较详细地说明本发明。在附图中：

图1是本发明的一个实施例框图，

图2是本发明的改变型实施例框图。

图中所示电路在处理数字信号时，各方块间连接的单线应理解为总线，在这些总线上传送的主要是并行的多位数字信号。

在图1的框图中，将从发射和接收的电视信号中用公知方式得到的数字彩色全电视信号f送到色度滤波器ff，滤波器ff的输出端连接到计算级g的色度输入端1。由于计算级g对色同步幅度、饱和度和色度实施必要的调节，因此它至少包含有一个乘法器和一个加法-减法器。计算级g的色度输出端2将色同步信号cy和色度信号cr组成的合成信号输出到色度解调器cd的输入端，色度解调器cd输出B-Y信号d1和R-Y信号d2两个标准色差信号。它们在送到后面的电路（图中未示出）的同时，还通过电子同轴开关ss中一个“开关”的常闭接点上送到色同步幅度控制电路ac的两个输入端中的一个上，此电路ac的前部是一个缓冲器p1，当常闭接点（在第一选通脉冲k的持续期内闭合）打开时，将这两个输入信号存储在第一缓冲器p1内。色同步幅度控制值ag作为输出信号送到计算级g的色同步控制输入端3。

饱和度调节信号st送到计算级g的饱和度输入端4。通过控制电路或手控调节可由st改变饱和度。

色度解调器cd是个相位比较器，它通过色同步信号cy得出作为相位差信号的B-Y色差信号d1，并通过电子同轴开关ss的常闭接点（电子同轴开关ss由第一选通脉冲k控制）送到环路滤波器sf的输入端。环路滤波器sf的输入端包含有第二缓冲器p2，当电子同轴开关ss的常闭接点打开时，B-Y色差信号d1的数据存储在第二缓冲器P2内。环路滤波器时钟cs也输入到环路滤波器sf，此时钟cs的频率低于系统时钟cl的频率，例如是系统时钟频率的1/16。环路滤波器sf阻塞行频而让较低频率通过，这对 相位控制处理是很重要的。与它工作于系统时钟cl相比，数字滤波器占用较小的区域片。

因此，在色同步信号cy送到色度解调器cd上时，B-Y色差信号d1是衡量色同步信号cy和系统时钟cl间的相位差的尺度;然而相位差是以相角差的正弦值呈现出来的。环路滤波器sf的输出是滤波后的相位差信号pd。信号pd最好通过微分电路dt，再送到数字振荡器do的累加器ak。微分电路dt的输出是角速度信号v。对于锁相环路来说，微分电路dt起比例控制作用。如果滤波后的相位差信号pd直接送到累加器ak则实际上起积分控制作用。

由于滤波后的相位差信号pd是正弦信号，所以经微分电路dt后的角速度信号v为余弦波。如果环路滤波器sf输入以R-Y色差信号d2，因为色差信号d2相对应于相角差的余弦值，所以将得到符号可能不同的余弦信号。

数字振荡器do和色调调节器t一起产生色调调整角w，调整角w的值总是随相位差减小或增大。数字振荡器do输出的正弦信号s和余弦信号c分别送到计算级g的正弦输入端5和余弦输入端6，因而产生出近似恒定的色调调整角w的旋转速率，而色调调整角w就是上面所说的接收到原来的色同步信号cy′和色度信号cr′的校正角。

如果系统时钟cl的频率在比上述频率更宽的范围内变化，例如频率变化至少为四倍色度副载频的±0.25%，上面说明的控制作用也能实现。

累加器ak的输出端接到加法器ad的第一输入端，加法器ad的第二输入端馈以色调调节信号te。该信号te可以校正NTSC制中尤为讨厌的、传输路径上由时延引起的色调误差。色调调整角w是由加法器ad给出的和信号，它送到第一和第二只读存储器rs和rc，由 只读存储器rs、rc对色调调整角w送出相应的正弦信号s和余弦信号c。

系统时钟cl波形的瞬时相位仅在模拟彩色全电视信号的数字化期间在信号处理中计入，而其它电路仅由系统时钟cl或环路滤波器时钟进行锁定。因此，图1和图2中系统时钟cl只用一个箭头笼统地表示出来。

在图2的框图中，数字彩色全电视信号f通过色度滤波器ff送到计算级g的色度输入端1，计算级g的色度输出端2给出由色同步信号cy和色度信号cr组成的合成信号，并连接到色度解调器cd的输入端。色度解调器cd的输出是B-Y信号d1和R-Y信号d2两个标准色差信号，它们送到后面的电路（图中未示出）进行彩色处理。B-Y色差信号d1通过电子同轴开关ss的两个相关“开关”的常闭接点送到色同步幅度控制电路ac的一个输入端和环路滤波器sf的输入端，R-Y色差信号d2也通过电子同轴开关的两个相关“开关”的常闭接点送到色同步幅度控制电路的另一个输入端和附加的环路滤波器sf的输入端。此环路滤波器sf′与环路滤波器sf有相同的频率响应和增益，它们都由环路滤波器时钟cs来定时。

第一缓冲器P1位于色同步幅度控制电路ac的前部，当电子同轴开关ss相关“开关”的常闭接点打开时，第一缓冲器存储输入数据。色同步幅度控制值ag作为输出信号送到计算级g的色同步控制输入端3。环路滤波器sf的输入部分包含有第二缓冲器P2，附加的环路滤波器sf′的输入部分包含有第三缓冲器P3，当电子同轴开关ss的相关“开关”的常闭接点打开时，也就是受色同步选通脉冲k控制时，两个缓冲器P2、P3存储相应的输入数 据。

由环路滤波器sf输出的相位差信号pd送到第一微分级ds，后者输出的角速度信号v送到辅助计算级hg的第一输入端7。附加的环路滤波器sf′输出的另一相位差信号pd′送到第二微分级ds′，后者输出的另一角速度信号v′送到辅助计算级hg的第二输入端8。

环路滤波器sf、sf′的两个输出信号也可直接送到辅助计算级hg。由于由色度解调器cd加到辅助计算级hg的信号是正弦或余弦信号，所以在接口处两个信号的互换与信号的微分有相同的作用，只是符号可能不同。

由于不论接收到的彩色全电视信号大小如何，色同步幅度控制电路ac可使色同步信号的幅度保持恒定电平，因此，图1和图2中有可能将色度解调器cd的输出信号用作相位差值，使色度解调器cd的输出信号能作为相角差的正弦和余弦值使用。

只当存在有校正色调误差用的色调调节信号te时，才需要辅助计算级hg。否则，角速度信号v或相位差信号pd可作为正弦信号s直接送到计算级g的正弦输入端5，而另一角速度信号v′或另一相位差信号pd′可作为余弦信号c直接送到计算级g的余弦输入端6。

为了在图2中应用色调调节信号te，需要进行一种数学变换，它对应于在直角座标的平面系统里所给矢量以预定的角度旋转，而这是在辅助计算级hg内进行的。所以，色调调节信号te作为正弦分量ts送到辅助计算级hg的第三输入端9，并把作为余弦分量tc送到第四输入端10。

借助于包含有一个象限内正弦值和余弦值的第三和第四只读存储 器，在辅助计算级hg中能产生出正弦分量ts和余弦分量tc。

为了进行计算，辅助计算级hg内至少要包含一个乘法器和一个加法-减法器。辅助计算级hg正弦输出端11给出的正弦信号s送到计算级g的正弦输入端5，辅助计算级hg余弦输出端12给出的余弦信号c送到计算级g的余弦输入端6。与图1相同，图2中计算级g的正弦输入端5和余弦输入端6也构成了色调调节器t的输入端。

在辅助计算级hg里，进行如下的计算：

s＝v′·tc-v·ts

c＝v·tc+v′·ts

由于色度信号带宽小于亮度信号带宽，以及色同步幅度控制、饱和度调节和色调调节是在更小的带宽内进行，所以在图1和图2的计算电路g内进行函数分离是恰当的。大多数情况下，饱和度调节信号st被乘以色同步幅度控制值ag，由于这两个信号变化很慢，所以这种相乘能串行地进行。这种相乘的结果是第一中间乘积，它再被正弦信号s和余弦信号c相乘而分别得到第二和第三中间乘积。这两个乘积送到一个乘法器，此乘法器设计成在四个系统时钟时期内至少有两个进入色度输入端1的相继信号分别被第二和第三中间乘积相乘。这种快速乘法器可采用“流水线”技术来构成。这种相乘连同随后的相加或相减的结果在色度输出端2输出时，被“流水线”技术中引进的时延附加地延迟了。

为了便于理解计算级g的工作，将四个相继的取样瞬时值c1′、s1′、c2′、s2′作为例子来示出计算情况。这四个值分别是接收到的色同步信号cy′或色度信号cr′的余弦和正弦分量，因而发射机的编码标准色差信号的次序如下：

cr′：（B-Y）′    色差信号

s1′：（R-Y）′ 色差信号

c2′：-（B-Y）′ 色差信号

s2′：-（R-Y）′ 色差信号

按照一个色度副载波周期内四个取样值的象限关系，这里c2′＝-c1′，s2′＝-s1′。在一个计算周期内，包含有四个时钟时间，因而在一个色度副载波周期内，除了采用所谓的“流水线”技术引入时延外，计算级g将计算出校正角旋转的色度信号cr和色同步信号cy的正弦和余弦分量s、c，并在色度输出端2交替地输出它们。这两个分量s、c由下式决定：

s＝s1′·ag·st·c-c1·ag·st·s

c＝c1·ag·st·c+s1·ag·st·s

计算级g后面的色度解调器cd实质上是一个信号分离器，它将交替地传送过来的正弦和余弦分量s、c分离开，输出B-Y和R-Y色差信号d1和d2。