技术领域
[0001] 本
发明属于电
力电子功率变换器领域，具体涉及一种车载电源双向DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
[0002] 对于现有的矿用电力
机车车载电源DC-DC变换器，一般为双半桥
串联型单向DC-DC变换器。其优点是结构简单，降低了IGBT的耐压值，缺点是没有考虑车载储能和
能量反馈问题，能量利用率较低。而对于新型矿用
电力机车车载电源双向DC-DC变换器来说，它实现了能量的双向流动，提高了能量的使用效率，当电力机车处于起步、
加速、爬坡时，需求功率较大，此时车载电源接收来自
接触网的1500V直流
电压，给负载、低压控制
电路及照明系统供电，同时给复合储能系统充电；当电力机车处于
制动或减速时，复合储能系统可以将储存的能量回馈给
电网。因此发明一种新型双向的车载电源DC-DC变换器具有非常大的价值。
发明内容
[0003] 基于
现有技术存在的
缺陷，本发明提出了一种车载电源双向DC-DC变换器及其控制方法，包括：
[0004] 直流接触网电压输入、滤波保护电路、双半桥串联逆变器及整流电路、高频
变压器、全桥逆变器及
二极管整流电路、滤波电路、低压储能装置、高压侧电压恒值检测电路、低压侧电压恒值检测电路、低压侧
电流尖峰检测电路、控
制模块、驱动模块、PWM发生器、辅助电源；
[0005] 直流接触网电压输入与滤波保护电路相连接，滤波保护电路与双半桥串联逆变器及整流电路相连接，双半桥串联逆变器及整流电路分别与PWM发生器和高频变压器相连接，高频变压器与全桥逆变器及二极管整流电路相连接，全桥逆变器及二极管整流电路与滤波电路相连接，滤波电路与低压储能装置相连接，低压储能装置分别与低压侧电压恒值检测电路和低压侧电流尖峰检测电路相连接，PWM发生器与驱动模块相连接，驱动模块与
控制模块相连接，控制模块分别与低压侧电压恒值检测电路、高压侧电压恒值检测电路与低压侧电流尖峰检测电路相连接；辅助电源与控制模块相连接；
[0006] 直流接触网电压输入提供1500V高压直流电压输入；
[0007] 滤波保护电路包括滤波电路与阻容保护电路，滤波电路采用直流电抗器L1，用来吸收输入电源纹波电流，该器件用于改善电容滤波造成的输入电流畸变、改善功率因数，减少和防止冲击电流造成
整流桥损坏和电容
过热等问题；阻容保护电路，包括C1、C2、C3、C4与R1、R2、R3、R4；阻容保护电路保证了电容的分压均匀，C1～C4是四个型号相同的直流
母线电解电容，避免某些电容承受电压过大，给逆变器带来危险，采用串联以提供足够的耐压值，
直流母线电容的主要作用是吸收纹波电流，使系统输出更加稳定。R1～R4是并联在这四个电容两端的均压
电阻，保证了电容的分压均匀，避免某些电容承受电压过大，给逆变器带来危险；并且，当系统停机时，该电阻还可起到让滤波电容上的
电能完全释放的作用。阻容保护只能保护过高的电压上升率，如抑制电网中的尖峰电压波。当尖峰波来时，因电容上的电压不能突变，尖峰波的电压会直接加在与电容串联的电阻上，而与电容串联的电阻值较小(只有几十欧姆)，尖峰波的能量被消耗在电阻上，从而立即降低尖峰波的电压幅度。当正常运行时，电容的容抗远大于电阻(相差几百倍)，阻容之路上的电流很小，故而电阻上的功率消耗很小。
[0008] 双半桥串联逆变器及整流电路，采用双半桥串联型结构逆变及
续流二极管整流，将高压直流电逆变为高频交流电；桥臂电容Ca、Cb，谐振电感Le，谐振电容Ce，变压器原边绕组N1，
开关管Q1、Q2及VT1、VT2构成了上半桥电路；其中Q1、VT1组成一个IGBT单元，Q2、VT2组成另一个IGBT单元，这两个单元封装在一起组成了一个两单元的IGBT模块，同样的，下半桥电路有着相同的结构：桥臂电容Cc、Cd，谐振电感Lf，谐振电容Cf，变压器原边绕组N2，开关管Q3、Q4及VT3、VT4构成了下半桥电路；其中Q3、VT3组成一个IGBT单元，Q4、VT4组成另一个IGBT单元，这两个单元封装在一起组成了一个两单元的IGBT模块；谐振电容Ce与谐振电感Le相连接，谐振电感Le与变压器原边绕组N1相连接；
[0009] 所述每组IGBT上需要并联一个无感电容，即Ca，Cb，Cc，Cd，其作用是吸收
电路板母排即正负
铜排上的电压尖峰，削减高频脉冲能量，防止由于两个开关管的特性差异而造成变压器磁芯饱和，从而提高半桥逆变电路的抗
不平衡电压能力，保护大功率管；
[0010] 所述双半桥串联逆变器及整流电路采用
软开关谐振技术，由于DC-DC变换器中线路杂散电感，变压器漏感以及器件寄生电容等的存在，导致开关器件开通、关断过程中电压和电流均不能发生突变，这导致开关器件的开通和关断过程中，电压和电流存在重叠，这一重叠现象产生了
开关损耗。此发明在主电路中采用了软开关技术，以高压侧上半桥为例说明，Le、Ce、Q1、Q2和变压器一次漏感构成串联谐振回路，依赖串联谐振回路，就可以起到延缓电流上升的作用，从而实现了
零电流开关(ZCS)导通，包括Le、Ce、Lf、Cf、Lg、Cg；
[0011] 高频变压器，当车载电源双向DC-DC变换器处于降压逆变过程时，高频变压器将高压交流电变为低压交流电；当车载电源双向DC-DC变换器处于升压逆变过程时，高频变压器将低压交流电变为高压交流电；
[0012] 全桥逆变器及二极管整流电路，采用全桥结构逆变及续流二极管整流，将低压直流电逆变为高频交流电，包括Q5、Q6、VT5、VT6、Q7、Q8、VT7、VT8、Lg，Cg；谐振电感Lg与谐振电容Cg相连接，谐振电容Cg与变压器原边绕组N3相连接，开关管Q5、Q6及VT5、VT6构成了一个桥臂；开关管Q7、VT7及Q8、VT8组成另一个桥臂；
[0013] 滤波电路，采用C5稳压滤波电容，吸收纹波电流，使车载电源双向DC-DC变换器输出平直无脉动的直流
低电压；
[0014] 高压侧电压恒值检测电路，检测车载电源双向DC-DC变换器高压侧电压值，并将检测到的高压电压值反馈给控制模块；
[0015] 低压侧电压恒值检测电路，检测车载电源双向DC-DC变换器低压侧电压值，并将检测到的低压电压值反馈给控制模块；
[0016] 低压侧电流尖峰检测电路，检测车载电源双向DC-DC变换器低压侧电流尖峰值，并将检测到的低压电流尖峰值反馈给控制模块；
[0017] 控制模块，采用
单片机作为
中央处理器，是用来分析电压电流采集参数，控制PWM发生器，调节IGBT的导通时间，进而调节
输出电压精度；
[0018] 驱动模块，为IGBT提供驱动；
[0019] PWM发生器，由控制模块控制，调节IGBT的导通时间；
[0020] 辅助电源，为控制模块、驱动模块、高压侧电压恒值检测电路、低压侧电压恒值检测电路和低压侧电流尖峰检测电路供电，
[0021] 低压储能装置，为车载电源双向DC-DC变换器提供恒定低压源，并在直流输入接触电网不能工作时，为电力机车正常工作供电；
[0022] 一种车载电源双向DC-DC变换器的控制方法，采用一种车载电源双向DC-DC变换器进行控制，包括降压的逆变过程采用双极性控制，升压的逆变过程采用移相控制。
[0023] 降压的逆变过程采用双极性控制：
[0024] 当变换器工作于降压模式时，直流电压接触网通过高频变压器向低压侧复合储能装置供电，正常供电情况下，采用双极性控制方式的双半桥逆变器，开关管Q1、Q2、Q3、Q4采用的是PWM控制方式，在一个开关周期Ts的前半周期中，开关管Q1和Q3导通，导通时间为Ton；后半周期开关管Q2和Q4导通，导通时间也为Ton，在开关管Q1和Q3导通时，如果不计开关管的通态压降，则变压器初级绕组上的电压为uab，在开关管Q2和Q4导通时，初级绕组上的电压为-uab；在开关管Q1和Q3与Q2和Q4都关断时，初级绕组上的电压uab＝0，调节开关管的开通关断时间，亦即调节占空比Du，就可以调节电压uab的脉冲宽度，从而达到调节uab有效值大小的目的，最终实现电压控制。
[0025] 升压的逆变过程采用移相控制：
[0026] 对于高频变压器的低压侧，当Q5,Q8导通,Q6,Q7截止时，车载电源复合储能装置提供的直流电压会通过Q5,Q8，再经过Cg，Lg串联谐振加到高频变压器N3的两端，极性为上正下负，当Q6,Q7导通，Q5,Q8截止时，60V直流电压会通过Q6,Q7，再经过Cg，Lg串联谐振加到高频变压器N3的两端，极性为下正上负，这样就会在高频变压器的二次侧产生一幅值为车载电源复合储能装置提供的直流电压幅值的正负方波电压，该方波电压经过高频变压器、当N1,N2极性为上正下负时，N1电压先通过双半桥电路的续流二极管VT1整流，再通过Ce滤波电容，Le滤波电感，输出二分之一的直流接触网电压，N2电压先通过双半桥电路的续流二极管VT1、VT2、VT3整流，再通过Cf滤波电容，Lf滤波电感，输出二分之一的直流接触网电压，N1,N2输出电压合并为直流接触网电压，当N1,N2极性为下正上负时，N1电压先通过Ce滤波电容，Le滤波电感，再通过双半桥电路的续流二极管VT2、VT3、VT4整流，输出二分之一的直流接触网电压，N2电压先通过Cf滤波电容，Lf滤波电感，再通过双半桥电路的续流二极管VT4整流，输出二分之一的直流接触网电压，N1,N2输出电压合并为输出电压合并为直流接触网电压，最终实现将电能反馈给直流电压接触网。
[0027] 有益技术效果：
[0028] 采用此发明电路拓扑结构，降低了高压侧IGBT管的耐压值，降低了成本，缩小了车载电源体积，增强了车载电源
稳定性。同时因为采用双向DC-DC变换器，实现了能量的双向流动，提高了能量的使用效率。
附图说明
[0029] 图1本发明
实施例的一种车载电源双向DC-DC变换器结构
框图；
[0030] 图2本发明实施例的一种车载电源双向DC-DC变换器系统框图；
[0031] 图3本发明实施例的一种车载电源双向DC-DC变换器主电路拓扑结构；
[0032] 图4本发明实施例的降压模式等效电路；
[0033] 图5本发明实施例的降压模式双极性控制主要
波形；
[0034] 图6本发明实施例的升压模式等效电路；
[0035] 图7本发明实施例的变换器升压移相控制波形图。
具体实施方式
[0036] 下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明，本发明提出了一种车载电源双向DC-DC变换器及其控制方法，如图1、图2所示，包括：
[0037] 直流接触网电压输入、滤波保护电路、双半桥串联逆变器及整流电路、高频变压器、全桥逆变器及二极管整流电路、滤波电路、低压储能装置、高压侧电压恒值检测电路、低压侧电压恒值检测电路、低压侧电流尖峰检测电路、控制模块、驱动模块、PWM发生器、辅助电源；
[0038] 直流接触网电压输入与滤波保护电路相连接，滤波保护电路与双半桥串联逆变器及整流电路相连接，双半桥串联逆变器及整流电路分别与PWM发生器和高频变压器相连接，高频变压器与全桥逆变器及二极管整流电路相连接，全桥逆变器及二极管整流电路与滤波电路相连接，滤波电路与低压储能装置相连接，低压储能装置分别与低压侧电压恒值检测电路和低压侧电流尖峰检测电路相连接，PWM发生器与驱动模块相连接，驱动模块与控制模块相连接，控制模块分别与低压侧电压恒值检测电路、高压侧电压恒值检测电路与低压侧电流尖峰检测电路相连接；辅助电源与控制模块相连接；
[0039] 直流接触网电压输入提供1500V高压直流电压输入；
[0040] 滤波保护电路包括滤波电路与阻容保护电路，滤波电路采用直流电抗器L1，用来吸收输入电源纹波电流，该器件用于改善电容滤波造成的输入电流畸变、改善功率因数，减少和防止冲击电流造成整流桥损坏和电容过热等问题；阻容保护电路，包括C1、C2、C3、C4与R1、R2、R3、R4；阻容保护电路保证了电容的分压均匀，C1～C4是四个型号相同的直流母线电解电容，避免某些电容承受电压过大，给逆变器带来危险，采用串联以提供足够的耐压值，直流母线电容的主要作用是吸收纹波电流，使系统输出更加稳定。R1～R4是并联在这四个电容两端的均压电阻，保证了电容的分压均匀，避免某些电容承受电压过大，给逆变器带来危险；并且，当系统停机时，该电阻还可起到让滤波电容上的电能完全释放的作用。阻容保护只能保护过高的电压上升率，如抑制电网中的尖峰电压波。当尖峰波来时，因电容上的电压不能突变，尖峰波的电压会直接加在与电容串联的电阻上，而与电容串联的电阻值较小(只有几十欧姆)，尖峰波的能量被消耗在电阻上，从而立即降低尖峰波的电压幅度。当正常运行时，电容的容抗远大于电阻(相差几百倍)，阻容之路上的电流很小，故而电阻上的功率消耗很小。
[0041] 双半桥串联逆变器及整流电路，采用双半桥串联型结构逆变及续流二极管整流，将高压直流电逆变为高频交流电；桥臂电容Ca、Cb，谐振电感Le，谐振电容Ce，变压器原边绕组N1，开关管Q1、Q2及VT1、VT2构成了上半桥电路；其中Q1、VT1组成一个IGBT单元，Q2、VT2组成另一个IGBT单元，这两个单元封装在一起组成了一个两单元的IGBT模块，同样的，下半桥电路有着相同的结构：桥臂电容Cc、Cd，谐振电感Lf，谐振电容Cf，变压器原边绕组N2，开关管Q3、Q4及VT3、VT4构成了下半桥电路；其中Q3、VT3组成一个IGBT单元，Q4、VT4组成另一个IGBT单元，这两个单元封装在一起组成了一个两单元的IGBT模块；谐振电容Ce与谐振电感Le相连接，谐振电感Le与变压器原边绕组N1相连接；
[0042] 所述每组IGBT上需要并联一个无感电容，即Ca，Cb，Cc，Cd，其作用是吸收电路板母排即正负铜排上的电压尖峰，削减高频脉冲能量，防止由于两个开关管的特性差异而造成变压器磁芯饱和，从而提高半桥逆变电路的抗不平衡电压能力，保护大功率管；
[0043] 所述双半桥串联逆变器及整流电路采用软开关谐振技术，由于DC-DC变换器中线路杂散电感，变压器漏感以及器件寄生电容等的存在，导致开关器件开通、关断过程中电压和电流均不能发生突变，这导致开关器件的开通和关断过程中，电压和电流存在重叠，这一重叠现象产生了开关损耗。此发明在主电路中采用了软开关技术，以高压侧上半桥为例说明，Le、Ce、Q1、Q2和变压器一次漏感构成串联谐振回路，依赖串联谐振回路，就可以起到延缓电流上升的作用，从而实现了零电流开关(ZCS)导通，包括Le、Ce、Lf、Cf、Lg、Cg；
[0044] 高频变压器，当车载电源双向DC-DC变换器处于降压逆变过程时，高频变压器将高压交流电变为低压交流电；当车载电源双向DC-DC变换器处于升压逆变过程时，高频变压器将低压交流电变为高压交流电；
[0045] 全桥逆变器及二极管整流电路，采用全桥结构逆变及续流二极管整流，将低压直流电逆变为高频交流电，包括Q5、Q6、VT5、VT6、Q7、Q8、VT7、VT8、Lg，Cg；谐振电感Lg与谐振电容Cg相连接，谐振电容Cg与变压器原边绕组N3相连接，开关管Q5、Q6及VT5、VT6构成了一个桥臂；开关管Q7、VT7及Q8、VT8组成另一个桥臂；
[0046] 滤波电路，采用C5稳压滤波电容，吸收纹波电流，使车载电源双向DC-DC变换器输出平直无脉动的直流低电压；
[0047] 高压侧电压恒值检测电路，检测车载电源双向DC-DC变换器高压侧电压值，并将检测到的高压电压值反馈给控制模块；
[0048] 低压侧电压恒值检测电路，检测车载电源双向DC-DC变换器低压侧电压值，并将检测到的低压电压值反馈给控制模块；
[0049] 低压侧电流尖峰检测电路，检测车载电源双向DC-DC变换器低压侧电流尖峰值，并将检测到的低压电流尖峰值反馈给控制模块；
[0050] 控制模块，如图2所示，采用单片机作为中央处理器，是用来分析电压电流采集参数，控制PWM发生器，调节IGBT的导通时间，进而调节输出电压精度；
[0051] 驱动模块，为IGBT提供驱动；
[0052] PWM发生器，由控制模块控制，调节IGBT的导通时间；
[0053] 辅助电源，为控制模块、驱动模块、高压侧电压恒值检测电路、低压侧电压恒值检测电路和低压侧电流尖峰检测电路供电，
[0054] 低压储能装置，为车载电源双向DC-DC变换器提供恒定低压源；
[0055] 一种车载电源双向DC-DC变换器的控制方法，采用一种车载电源双向DC-DC变换器进行控制，包括降压的逆变过程采用双极性控制，升压的逆变过程采用移相控制。
[0056] 降压的逆变过程采用双极性控制：当变换器工作于降压模式时，直流电压接触网通过高频变压器向低压侧复合储能装置供电，正常供电情况下，采用双极性控制方式的双半桥逆变器，开关管Q1、Q2、Q3、Q4采用的是PWM控制方式，在一个开关周期Ts的前半周期中，开关管Q1和Q3导通，导通时间为Ton；后半周期开关管Q2和Q4导通，导通时间也为Ton，在开关管Q1和Q3导通时，如果不计开关管的通态压降，则变压器初级绕组上的电压为uab，在开关管Q2和Q4导通时，初级绕组上的电压为-uab；在开关管Q1和Q3与Q2和Q4都关断时，初级绕组上的电压uab＝0，调节开关管的开通关断时间，亦即调节占空比Du，就可以调节电压uab的脉冲宽度，从而达到调节uab有效值大小的目的，最终实现电压控制。
[0057] 升压的逆变过程采用移相控制：对于高频变压器的低压侧，当Q5,Q8导通,Q6,Q7截止时，车载电源复合储能装置提供的直流电压会通过Q5,Q8，再经过Cg，Lg串联谐振加到高频变压器N3的两端，极性为上正下负，当Q6,Q7导通，Q5,Q8截止时，60V直流电压会通过Q6,Q7，再经过Cg，Lg串联谐振加到高频变压器N3的两端，极性为下正上负，这样就会在高频变压器的二次侧产生一幅值为车载电源复合储能装置提供的直流电压幅值的正负方波电压，该方波电压经过高频变压器、当N1,N2极性为上正下负时，N1电压先通过双半桥电路的续流二极管VT1整流，再通过Ce滤波电容，Le滤波电感，输出二分之一的直流接触网电压，N2电压先通过双半桥电路的续流二极管VT1、VT2、VT3整流，再通过Cf滤波电容，Lf滤波电感，输出二分之一的直流接触网电压，N1,N2输出电压合并为直流接触网电压，当N1,N2极性为下正上负时，N1电压先通过Ce滤波电容，Le滤波电感，再通过双半桥电路的续流二极管VT2、VT3、VT4整流，输出二分之一的直流接触网电压，N2电压先通过Cf滤波电容，Lf滤波电感，再通过双半桥电路的续流二极管VT4整流，输出二分之一的直流接触网电压，N1,N2输出电压合并为输出电压合并为直流接触网电压，最终实现将电能反馈给直流电压接触网。
[0058] 如图3所示，高压侧到低压侧主电路拓扑选择的是双半桥串连型逆变电路，该电路是由结构相同并且对称的两个半桥电路相互串联构成的。低压侧到高压侧主电路拓扑选择的是全桥电路。
[0059] 当变换器工作在降压模式时：1500V直流电压进入主电路要先经过滤波和防反接保护。L1是直流电抗器，该器件主要用于改善电容滤波造成的输入电流畸变、改善功率因数，减少和防止冲击电流造成整流桥损坏和电容过热等问题。C1～C4是四个型号相同的直流母线电解电容，每个值为2200μF/450VDC，采用串联以提供足够的耐压值，直流母线电容的主要作用是吸收纹波电流，使系统输出更加稳定。R1～R4是并联在这四个电容两端的均压电阻，每个值为150kΩ，这些电阻的存在保证了电容的分压均匀，避免某些电容承受电压过大，给逆变器带来危险；并且，当系统停机时，该电阻还可起到让滤波电容上的电能完全释放的作用。阻容保护只能保护过高的电压上升率，如抑制电网中的尖峰电压波。当尖峰波来时，因电容上的电压不能突变，尖峰波的电压会直接加在与电容串联的电阻上，而与电容串联的电阻值较小(只有几十欧姆)，尖峰波的能量被消耗在电阻上，从而立即降低尖峰波的电压幅度。当正常运行时，电容的容抗远大于电阻(相差几百倍)，阻容之路上的电流很小，故而电阻上的功率消耗很小。
[0060] 桥臂电容Ca、Cb，谐振电感Le，谐振电容Ce，变压器原边绕组N1，开关管Q1、Q2及VT1、VT2构成了上半桥电路。其中Q1、VT1组成一个IGBT单元，Q2、VT2组成另一个IGBT单元，这两个单元封装在一起组成了一个两单元的IGBT模块。同样的，下半桥电路有着相同的结构。每组IGBT上需要并联一个无感电容。其作用是吸收电路板母排即正负铜排上的电压尖峰，削减高频脉冲能量，防止由于两个开关管的特性差异而造成变压器磁芯饱和，从而提高半桥逆变电路的抗不平衡电压能力，保护大功率管。吸收电容除要求电感尽量小(不可能为0)，另外需要过电流能力强，IGBT关断时一般dv/dt值很大，产生的反向尖峰很陡，达到每微秒几百伏，要求电容能快速吸收，因此，要选择电感非常小的无感电容。
[0061] 高频变压器的一次侧有两个线圈，分别由上下两个半桥输入，二次侧则由一个线圈输出。这种变压器的结构不仅可以提高变压器利用率，还具有抗不平衡能力。由电路结构可知，开关管Q1、Q2、Q3、Q4相同时间内只有两只管子导通，假如4个电容Ca、Cb、Cc、Cd取值都相等，就会有开关管上的最大
耐受电压为
电源电压的一半，即V1/2。这样，就通过双半桥串联型逆变结构减少了每个开关管的最大耐压值，使得成本大大降低，也保证了车载电源的可靠性。
[0062] 针对于上半桥电路，当Q1导通，Q2截止时，Ca两端电压会通过Q1加到高频变压器N1绕组的两端。此时，变压器N1绕组两端电压和Ca两端电压相等，其极性为下正上负。当Q1截止，Q2导通时，Cb两端的电压通过Q2加到变压器N1绕组的两端，使得N1两端电压极性反向，即上正下负。针对下半桥电路，Q3,Q4的工作状态分析是与Q1,Q2相似的。这样就会在高频变压器的一次侧产生一幅值为750V的正负方波电压，同时该电压经过串联谐振会产生接近
正弦波的电流。该方波电压经过高频变压器、通过Cg滤波电容，Lg滤波电感，再通过全桥电路的续流二极管整流处理之后，输出直流电压。C5为稳压滤波电容，吸收纹波电流，使系统输出平直无脉动的直流60V电压，并对车载电源复合储能系统、负载、低压控制电路及照明系统供电。
[0063] 当变换器工作在升压模式时：对于高频变压器的低压侧，当Q5,Q8导通,Q6,Q7截止时，车载电源复合储能系统提供的60V直流电压会通过Q5,Q8，再经过Cg，Lg串联谐振加到高频变压器N3的两端，极性为上正下负。当Q6,Q7导通，Q5,Q8截止时，60V直流电压会通过Q6,Q7，再经过Cg，Lg串联谐振加到高频变压器N3的两端，极性为下正上负。这样就会在高频变压器的二次侧产生一幅值为60V的正负方波电压。该方波电压经过高频变压器、当N1,N2极性为上正下负时，N1电压先通过双半桥电路的续流二极管VT1整流，再通过Ce滤波电容，Le滤波电感，输出750V直流电压。N2电压先通过双半桥电路的续流二极管VT1、VT2、VT3整流，再通过Cf滤波电容，Lf滤波电感，输出750V直流电压，N1,N2输出电压合并为1500V直流。当N1,N2极性为下正上负时，N1电压先通过Ce滤波电容，Le滤波电感，再通过双半桥电路的续流二极管VT2、VT3、VT4整流，输出750V直流电压。N2电压先通过Cf滤波电容，Lf滤波电感，再通过双半桥电路的续流二极管VT4整流，输出750V直流电压，N1,N2输出电压合并为1500V直流。最终实现将电能反馈给1500V直流电压接触网。
[0064] 新型矿用电力机车车载电源双向DC-DC变换器控制策略，其特征在于降压的逆变过程采用双极性控制，升压的逆变过程采用移相控制。
[0065] 变换器降压模式的双极性控制：当变换器工作于降压模式时，1500V直流电压接触网通过隔离变压器向低压侧复合储能系统供电。正常供电情况下，降压模式的等效主电路如图4所示。采用双极性控制方式的双半桥逆变器的工作波形如图5所示。开关管Q1～Q4采用的是PWM控制方式。在一个开关周期Ts的前半周期中，开关管Q1和Q3导通，导通时间为Ton；后半周期开关管Q2和Q4导通，导通时间也为Ton，这样能较好的防止隔离变压器的磁饱和现象发生。在开关管Q1和Q3导通时，如果不计开关管的通态压降，则变压器初级绕组上的电压为Uab＝750V，在开关管Q2和Q4导通时，初级绕组上的电压为Uab＝-750V；在开关管Q1和Q3与Q2和Q4都关断时，初级绕组上的电压uab＝0，调节开关管的开通关断时间，亦即调节占空比Du，就可以调节电压uab的脉冲宽度，从而达到调节uab有效值大小的目的，最终实现电压控制。
[0066] 如果隔离变压器次级接的是阻性负载RLd，则流过负载的电流的波形与电压u0、uab相同，其幅值i2m为：i2m＝(ui/K)/RLd，其中，ui为1500V直流接触网输入，i2m为高频变压器低压侧电流幅值，K为高频变压器变比，隔离变压器高压侧电流i1的波形和低压侧电流i2相同。如果隔离变压器为理想变压器，则接在变压器次级的负载电阻RLd与不采用隔离变压器而在直接在A、B两端接电阻RLd是一样的效果。所以流过开关管Q1和Q3的电流为ui/RLd。在开关管Q2和Q4导通时，流过Q2和Q4的电流也为ui/RLd，此时开关管Q1～Q4的反向并联二极管VT1～VT4中没有电流流过。
[0067] 变换器升压模式的移相控制：当变换器工作于升压模式时，复合储能系统通过隔离变压器向1500V直流电压接触网反馈电能。正常供电情况下，升压模式的等效主电路如图6所示，可看做由全桥逆变电路和整流电路构成。
[0068] 图6所示的等效电路中，变换器低压逆变工作侧没有储能电感，故同一桥臂的上下两个开关管不能同时导通，并且同一桥臂两个开关管的控制
信号须有死区。为满足上述要求，可采取移相控制方法，通过控制移相
角的大小实现对电压的控制。
[0069] 双向隔离型DC/DC变换器升压工作的移相控制是指开关管Q5和Q6轮流导通，各导通180°电角度；开关管Q7和Q8也轮流导通，各导通180°电角度。但开关管Q5和Q7不是同时导通。Q5先导通，Q7后导通，两者的导通相差α电角度。如图7所示。其中，开关管Q5和Q6分别先于开关管Q7和Q8导通。使用移相控制时，高频变压器低压侧空载电压Uab的脉宽仅与移相角α有关，当α＝0°时，Uab为电角为180°的方波。α增大时，Uab波形的脉宽变窄，从而可以实现电压控制。通过动态调节移相角α的大小，可以将输出电压控制在要求的范围内。
[0070] 本发明采用AP法来设计高频变压器。在磁芯材料及结构的选择上，主要有坡莫
合金、
铁氧体材料、钴基非晶态合金和超微晶合金几种材料。坡莫合金、钴基非晶态价格高，约为铁氧体材料的数倍，而饱和磁感应强度也不是很高，且加工工艺复杂。因此，综合几种材料的性能比较，本发明选择了铁氧体材料。在磁芯基本结构上，选择EE型，如表1。
[0071] 选择工作磁感应强度Bm,一般情况下，根据公式Bm≤Bs/3可以确定工作磁感应强度，其中Bs为饱和磁感应强度。本发明在确定变压器参数时，考虑到了磁芯材料和电路的参数和特点，并且通过参考已有的设计，最终确定Bm的值为0.16T。波形系数Kf的确定：电流波形的有效值与平均值之比称为该电流的波形系数Kf。它是一个确定值，与高频变压器的输入有关，当输入为正弦波时取4.44，当输入为方波时取4。根据本发明的电路拓扑结构，高频变压器的输入为方波，因此选择Kf＝4。窗口使用系数K0的确定，根据经验值，一般取K0＝0.2～0.4，这里取K0＝0.4。变压器容量PT的确定，根据不同的逆变器形式和整流方式，变压器容量PT的计算方法是不同的，查阅表2，本发明所采用的逆变器形式为双半桥串联型逆变器，整流方式为二极管桥式整流，所以PT的计算方法为： 根据电路拓扑结构
及其性能参数可知，P2为矿用电力机车车载电源额定功率,变压器一次侧电压的U1为750V，二次侧电压U2为60V，副边电流is＝60A，变压器的效率为η90％，开关器件的工作
频率fs为
20kHz，因此有：
[0072]
[0073] Ap的计算，查阅资料可得，EE型铁芯在允许温升25℃时，Kj＝366，X＝-0.12，以及以上所得到的各个参数，可以计算出Ap的值。
[0074]
[0075] 其中，Kj是电流
密度比例系数，Aw是磁芯窗口面积，Ae是磁芯有效截面积，X是与磁芯有关的常数，选择磁芯的型号和规格,根据计算得到的AP值就可以选取磁芯的型号和规格，但在选取时应当注意，最后选取的磁芯的AP值要大于计算值，在最后确定的AP值要加上一定的裕度，给AP值增加10％的裕度情况下，Ap*(1+10％)＝73.92cm4。按照EE型铁氧体磁芯的要求，通过查表3确定规格为E110型的磁芯，其Ap＝179.968cm4，Aw＝14.06cm2，Ae＝12.8cm2。电流密度J的计算：查阅表1，EE型铁芯在允许温升25℃时，Kj＝366，X＝-0.12，得x x -0.12 2
到J＝Kj(AwAe) ＝KjAp＝366*179.968 ＝196.27A/cm。计算一次绕组
匝数，变压器的一次绕组电压U1是750V，Kf＝4，Bm＝0.16T，fs＝20KHz，由表3可得，Ae＝12.8cm2，则一次绕组匝数Np计算如下： 取整数Np＝46匝。一次绕组电
流的计算 由电路拓扑可知，高频变压器的一次绕组采用的是两个
绕组并联的方式，因此，在此处算出的一次绕组电流，实际上是两个绕组的电流之和，所以对于每一个单独的绕组来说，绕组电流应该为Ip值的一半，即Ip1＝Ip2＝2.667A。因此有一次绕组裸线面积Axp: 计算二次绕组匝数Ns，输出电压为U2＝
60V，故 取整数Ns＝4匝。二次绕组裸线面积Axs：
变压器的匝数比为K： 取整数k＝12。
[0076] 表1各种磁芯结构常数表
[0077]
[0078] 表2各种变换器的计算功率
[0079]
[0080] 表3 EE型磁芯规格表
[0081]
