技术领域
[0001]本
发明涉及
电机控制领域，且更具体地说，针对用于计算 机磁盘驱动
控制器中的音圈电机的控制。
背景技术
[0002]在业界显而易见的是，在包括桌面工作站和便携式“膝上 型”计算机的现代计算机中，磁盘驱动或
驱动器依然是大容量读/写存 储的主要技术。现在，磁盘驱动器同样在诸如便携音频系统和播放器 的较小规模的便携系统中很流行。
[0003]现代磁盘驱动器一般包括“
主轴”电机和“音圈”电机。 在运行过程中，主轴电机旋转磁盘，使磁盘一定半径的扇区通过数据
传感器，或读/写“头”。“音圈”电机沿径向方向在磁盘表面的径向位 置
定位数据传感器，此径向
位置对应于数据由此读出或写入的磁道位 置。数据传感器一般位于定位臂的远端，定位臂从磁盘圆周外侧的支 点或枢轴点旋转通过旋转磁盘的表面，这样定位臂绕枢轴的旋转使在 磁盘表面上的数据传感器的径向位置发生改变。音圈电机控制定位臂 绕枢轴的旋转，从而控制数据传感器的磁道位置。
[0004]音圈电机控制器
电路通常通过一对输出驱动器给音圈电 机提供驱动
信号，输出驱动器一般包括正侧驱动器和负侧驱动器，其 连接于音圈电机相对侧上。运行中，通过正侧驱动器驱动
电流流过音 圈电机流到负侧驱动器，而使定位臂沿一个方向绕枢轴旋转，并且通 过负侧驱动器驱动电流流过音圈电机流到正侧驱动器，而使定位臂沿 相反的方向绕枢轴旋转。
[0005]于2002年4月16日授权的美国第6,374,043号
专利描述 了一种音圈电机驱动器和控制器。这种常规的音圈电机驱动器包括一 对驱动器晶体管，分别用于正侧音圈电机驱动器和负侧音圈电机驱动 器，且控制这些驱动器对绕驱动器交叉点以连续模式和线性AB类模 式运行。
[0006]双模式音圈电机控制在本领域是公知的。作为进一步的背 景技术，美国第5,838,515号专利描述了双模式音圈电机驱动器，其运 行在脉冲宽度调制(“D类”)模式和线性模式。本领域众所周知的是， 音圈电机的“磁道
跟踪”运行模式使数据传感器保持在期望的磁道位 置，且“磁道寻找”运行模式将定位臂从一个磁道位置移动到另一个 磁道位置。该参考文献描述了通过在寻道减速期(deceleration phase) 开始时将音圈电机驱动器从线性模式转换到脉冲宽度调
制模式，以减 小音圈电机驱动器的功率耗散。该参考文献公开了当定位传动器将读/ 写头向其预期的目标磁道移动时，驱动器被转换回线性模式，以便在 磁道跟踪过程中使驱动器运行在线性、恒定电流模式。
[0007]可以认为，其它的磁盘驱动系统可将这两种音圈电机驱动 模式(线性驱动和脉冲宽度调制驱动)和不同的磁盘驱动操作相关联。 从音圈电机控制器的
角度而言，两种驱动模式的可用性给磁盘驱动系 统的实现者提供了极大的灵活性。
[0008]与本发明有关，已经发现音圈电机驱动器从脉冲宽度调制 模式转换到线性运行模式会在通过音圈电机的电流中产生一些不连 续。电流的不连续导致定位臂的运动产生误差，当处于磁道寻找操作 的减速期时，尤其不希望出现电流不连续。当数据传感器正接近期望 的磁盘磁道时，可能导致磁道定位的失败，使寻道定位时间变长，更 严重的情况为在数据读和数据写的操作中出现误差。
发明内容
[0009]因此，本发明的目的是提供一种双模式电机控制器，其能 大大减少在从D类、脉冲宽度调制驱动模式到线性驱动模式的转换中 出现的不连续。
[0010]本发明更进一步的目的是提供一种双模式电机控制器，其 尤其很好地适用于磁盘驱动中的音圈电机控制。
[0011]本发明更进一步的目的是提供一种双模式电机控制器，其 中可用混合模式型的驱动模式，而电机电流中不会出现转换的不连续。
[0012]参考下面的
说明书及其
附图，本发明的其它目的和优点对 本领域技术人员是显而易见的。
[0013]本发明可以被实施到双模式功率控制器中，诸如用于磁盘 驱动器的音圈电机控制器，其具有桥输出驱动器，驱动电流沿两个方 向中的其中一个流过如音圈电机之类的负载。多路复用器用PWM控 制器产生的PWM
控制信号或比较器的输出，来驱动
输入信号到输出 脉冲宽度
调制器(PWM)驱动器。每一比较器将音圈电机终端
电压(指 相电压)和诸如中点处的参考电压进行比较。这样比较器的输出对应 于类似PWM的控制信号，当其施加到PWM驱动器时，将相电压预调 节到中点电压，诸如线性驱动模式中提供的中点电压。在线性驱动控 制电路取代之前，在混合模式运行周期期间，比较器驱动的PWM控 制和线性驱动都能够被使能。
附图说明
[0014]图1是以方
框图形式表示的根据本发明优选
实施例构建的 磁盘驱动系统的电路图。
[0015]图2是以方框图和示意图形式表示的根据本发明优选实施 例构建的音圈电机控制器的电路图，及图1磁盘驱动系统的输出驱动 电路的电路图。
[0016]图3是以方框图和示意图形式表示的、根据本发明优选的 实施例构建的图2电路中的脉冲宽度调制驱动和控制电路。
[0017]图4a到4c是说明图2和3中根据本发明优选实施例的音 圈电机控制器和输出驱动电路运行的时序图。
具体实施方式
[0018]本发明将结合其优选的实施例进行描述，也就是，和实施 到磁盘驱动器中一样实施到音圈电机(VCM)的控制器中，其原因是 本发明被认为在这种应用中特别有用。然而，可以认为本发明同样在 其它应用中也是有用的，例如能在多种模式下(也就是多个
放大器类) 运行的驱动器电路。
[0019]图1一般描述了根据本发明的优选实施例构建的磁盘驱动 系统10。磁盘驱动系统10包括一个或多个磁介质盘12，其由主轴电 机14旋转，主轴电机14由主轴驱动器电路16驱动。数据传感器18 是磁盘驱动系统10的读/写头，且被放置于定位臂17的末端。在图1 所示的有多个磁盘的情况下，会提供多个定位臂17，每一定位臂具有 一个或多个数据传感器18。音圈电机(VCM)22运行使定位臂17绕 枢轴旋转，以将数据传感器18放置在磁盘12的可选择的径向磁道上。 磁盘12的这些径向磁道包含有磁道识别数据、位置信息及用于磁盘驱 动系统10运行的同步数据。数据传感器18用于将用户数据记录(“写”) 在磁盘上及从磁盘上读取用户数据，以检测识别从此处写入数据的磁 道和扇区的信号，和检测能使读/写头恰好与磁盘的磁道横向对齐的伺 服脉冲串(servo burst)。
[0020]响应于记录在磁盘12上的磁信号而由读/写头18产生的模 拟
电信号被发送到数据通道13，以与主
计算机系统(未示出)往来进 行结果通信。以数字或模拟形式预先记录在磁盘12上的伺服信号，被 一个或多个伺服解调器电路(未示出)检测和解调，并且经
数字信号 处理器30(DSP)处理，以通过定位驱动器电路32来控制数据传感器 18的位置。定位驱动器电路32可以在普通的
微控制器中实现，该微控 制器具有控制主轴电机14的主轴驱动器电路16。定位驱动器电路32 也可根据需要与磁盘驱动系统10内的其它电路集成在一起。
[0021]现在参考图2，将描述根据本发明优选实施例的定位驱动 器电路32的构造，以及音圈电机(VCM)22本身。从这个描述可以 明显看出，定位驱动器电路32是双模式的，其原因是它既包括线性驱 动器模式又包括脉冲宽度调制(或D类)驱动器模式。
[0022]功率晶体管50被布置成传统的“H”桥，以驱动电流流过 VCM 22。正侧驱动由晶体管50PH、50PL提供，在本发明的这个实施 例中，它们都是N
沟道功率金属
氧化物
半导体(MOS)晶体管；如本 领域众所周知的，如果需要，也可以使用互补的MOS(CMOS)技术 来驱动VCM 22，在这种情况下，晶体管50PH为P沟道MOS晶体管。 正侧晶体管50PH、50PL的源极-漏极通道
串联连接于
电源电压VM和 地之间。同样地，负侧驱动由晶体管50NH、50NL提供，其源极-漏极 通道也串联连接于电源电压VM和地之间。音圈电机22连接于
节点 VCMP和节点VCMN之间，节点VCMP位于晶体管50PH的源极和晶 体管50PL的漏极之间，节点VCMN位于晶体管50NH的源极和晶体 管50NL的漏极之间。节点VCMP、VCMN的电压在本领域通常是指 “相”电压。电流传感
电阻器51和VCM 22相串联，其传感节点ISP 位于
电阻器51和VCM 22之间。
[0023]一般而言，如本领域众所周知的，施加到晶体管50栅极 的相对驱动决定了流过VCM 22的电流的极性和量值。例如，如果正 侧驱动晶体管50PH、50PL的栅极被加
偏压，就使得和晶体管50PL相 比，晶体管50PH相对难导通，如果负侧驱动晶体管50NH、50NL的 栅极被加偏压，就使得和晶体管50NH相比，晶体管50NL相对难导通， 这样节点VCMP的相电压比节点VCMN的相电压高。这会产生电流， 它源于晶体管50PH，传导通过VCM 22，然后通过晶体管50NL导走， 这样导致VCM 22使定位臂17沿一个方向绕枢轴旋转。相反地，如果 正侧驱动晶体管50PH、50PL的栅极被加偏压，使得和晶体管50PH相 比，晶体管50PL相对难导通，给负侧驱动晶体管50NH、50NL的栅 极加偏压，使得晶体管50NH相对晶体管50NL难导通，节点VCMN 的相电压就会比节点VCMP的相电压高。这会产生电流，它源于晶体 管50NH，传导通过VCM 22，然后通过晶体管50PL导走，这导致VCM 22使定位臂17沿相反的方向绕枢轴旋转。
[0024]相应地，施加到晶体管50栅极上的电压控制传导流过 VCM 22的电流的极性和量值。定位驱动器电路32在图1的磁盘驱动 系统10中实现的就是该功能。
[0025]再参考图2，在定位驱动器电路32的线性侧，电流传感放 大器34接收节点VCMP和ISP的电压作为其输入，产生的信号对应于 电阻器51上的压降，因此对应于流过VCM 22的电流。此信号与控制 电压VDAC在误差放大器36的一个输入端相加；误差放大器36的另 一输入接收参考电压VREF。误差放大器36包括连接在其输入和输出 之间的补偿反馈网络37，其目的是为了运行的
稳定性，如本领域公知 的。误差放大器36的输出为误差信号，其对应于期望电压VDAC与对 应于通过VCM 22的瞬时电流电平的电压之和相对于参考电压VREF 的差值。这个误差信号和对应于节点VCMP、VCMN的相电压的反馈 信号一起被施加到线性前置级驱动器38。响应于误差信号和相电压， 线性前置级驱动器38以限定流过VCM 22的电流的电压
驱动桥晶体管 50PH、50PL、50NH、50NL的栅极，从而控制定位臂17和传感器18 (图1)在磁盘12上寻找或跟踪期望的磁道位置时的运动。
[0026]可以和本发明相关联使用的线性前置级驱动器38的构造 和运行的附加详细情况，在美国第6,374,043号专利中提供。可以预计 用于音圈电机22的其它结构的线性驱动器也可以替代地用于本发明 中。
[0027]在定位驱动器电路32的PWM侧，误差放大器36输出的 误差信号传送到
差分放大器40的一个输入端；差分放大器40的第二 个输入端接收参考电压VREF。差分放大器40产生差分
输出信号，其 对应于误差放大器36输出的误差信号和参考电压VREF之间的差值。 差分放大器40的一个输出被施加到比较器42P的一个输入，而差分放 大器40的另一输出被施加到比较器42N的一个输入。各个比较器42P、 42N将这些输入与斜坡信号RAMP相比较，如用在常规的PWM和D 类放大器控制中的情形，该斜坡信号在
选定的切换
频率一般为
锯齿波 或三角波。因此比较器42P、42N各自产生全摆幅(full-rail)输出信号， 其响应于从差分放大器40接收到的其输入和斜坡信号RAMP之间的比 较值，且将产生的逻辑电平提供给PWM控制逻辑44。PWM控制逻辑 44由脉冲宽度调制使能信号PWM_en使能，且产生一对控制信号，该 对控制信号被施加到PWM前置级驱动器46，PWM前置级驱动器46 产生被施加到晶体管50的栅极的驱动信号。以这种方式，“H”桥中的 晶体管50产生施加到VCM 22的脉冲宽度调制电流，其控制VCM 22 的绕枢轴旋转和运动。按照本发明优选的实施例，PWM前置级驱动器 46也接收相电压VCMP、VCMN，用于从PWM驱动模式到线性驱动 模式的转换过程中施加到晶体管50上的驱动控制，下面会参考图3进 行描述。
[0028]图3根据本发明优选的实施例，结合功率晶体管50和VCM 22，图解说明了PWM前置级驱动器46的构造。如图3所示，来自PWM 控制逻辑44的PWM控制信号HiLoP、HiLoN分别被施加到每一多路 复用器52H、52L的一个输入。多路复用器52H、52L由控制电路53 产生的控制信号TR_en分别控制，该控制电路53可以位于PWM控制 逻辑44中或定位驱动器电路32的其它逻辑中，其对线性模式或PWM 模式的选择进行控制。控制电路53可包括一
定时器，其用于启用或表 明(assert)控制信号TR_en，且将控制信号TR_en维持一选定的持续 时间，或可替代地根据节点VCMP、VCMN处的相电压，来维持控制 信号TR_en。多路复用器52H、52L的输出分别被施加到输出PWM驱 动器54H、54L；在PWM模式下，多路复用器52H、52L选择PWM 控制信号HiLoP、HiLoN，应用于其各自的输出PWM驱动器54H、54L。 输出PWM驱动器54H产生的驱动信号施加到正侧功率晶体管50PH、 50PL的栅极，并且输出PWM驱动器54L产生的驱动信号施加到负侧 功率晶体管50NH、50NL的栅极。
[0029]根据本发明优选的实施例，比较器56H、56L控制从PWM 模式到线性驱动模式转换过程中施加到功率晶体管50上的驱动。比较 器56H的第一输入接收节点VCMP的相电压，而第二输入接收参考电 压。施加到比较器56H上(施加到比较器56L上的电压会在下面进行 描述)的参考电压是这样的电压：在实现从PWM模式转换到线性模 式时朝着该电压优选驱动相电压。在此例中，该电压是加到“H”桥中 的晶体管50的电源电压的一半，即电压VM/2。同样地，比较器56L 在第一输入处接收节点VCMN的相电压，且在第二输入处接收参考电 压(如，VM/2)。
[0030]比较器56H的输出作为多路复用器52H的第二输入，并且 比较器56L的输出作为多路复用器52L的第二输入。如上所述，多路 复用器52H、52L由控制信号TR_en控制。根据本发明的这个优选实 施例，在从PWM模式到线性模式的转换过程中，控制信号TR_en控 制多路复用器52H、52L，以分别选择比较器56H、56L的输出分别应 用到输出PWM驱动器54H、54L，且在PWM模式下，控制信号TR_en 控制多路复用器52H、52L从PWM控制逻辑44中选择进入的PWM 控制信号HiLoP、HiLoN，分别应用于输出PWM驱动器54H、54L。 在线性模式期间，可以预计其它的选通逻辑和控制信号(未示出)是 可操作用于使PWM前置级驱动器46对功率晶体管50不起作用或从 功率晶体管50去耦。如下面的描述，定位驱动器32在从PWM模式 转换到线性模式的过程中，优选运行在混合模式，PWM驱动信号和线 性驱动信号都施加到功率晶体管50的栅极。
[0031]在正常运行中，定位驱动器32运行以使定位臂17绕枢轴 旋转，且这样将数据传感器18移动到磁盘12的磁道上，其对应于由 主机计算机及其磁盘
操作系统产生的磁盘
存储器地址。按照本发明的 这个实施例，预计由定位驱动器32提供的两种模式(PWM和线性) 可用于各种操作中，诸如磁道寻找、磁道寻找操作末期的减速和磁道 跟踪，其可用于实现对磁盘12的确定地址的磁道的存取。例如，正如 上述本发明的背景技术中所述，定位驱动器32的PWM(或D类)驱 动模式可以用于磁道寻找和磁道跟踪操作，定位驱动器32的线性驱动 模式用于磁道寻找操作的减速期，即当数据传感器18接近期望的磁道 位置时。替代地，PWM驱动模式和线性驱动模式的其他组合是有用的， 例如，使用线性驱动模式进行磁道跟踪，和使用PWM驱动模式进行 磁道寻找。参考本说明书，本专业领域技术人员都能理解，与定位驱 动器32的PWM驱动模式和线性驱动模式相关联的特殊磁盘驱动操作 的其它组合也是有用的，例如，在磁道跟踪时使用线性驱动模式，这 取决于特定的性能要求和磁盘驱动系统的应用。
[0032]综合参考图2和图3，现在结合根据本发明的优选实施例 的功率晶体管50对PWM前置级驱动器46的运行进行描述。在PWM 或
D类放大器模式下，根据误差放大器36产生的误差信号和参考电压 VREF(由比较器42P、42N(相对于斜坡信号RAMP)进行脉冲宽度 调制)的比较结果，PWM控制逻辑44产生PWM控制信号HiLoP、 HiLoN。在PWM模式中，PWM控制逻辑44使控制信号TR_en无效 (de-assert)，PWM控制逻辑44控制多路复用器52H、52L，以将PWM 控制信号HiLoP、HiLoN分别传递到输出PWM驱动器54H、54L。输 出PWM驱动器54H将电压施加到功率晶体管50PH、50PL的栅极， 以控制节点VCMP的相电压，且输出PWM驱动器54L将电压施加到 功率晶体管50NH、50NL的栅极，以控制节点VCMN的相电压。在这 种模式中，预计以D类脉冲宽度调制方式轨对轨(rail-to-rail)地驱动 节点VCMP、VCMN的相电压。相电压的占空比和极性决定流过VCM 22的平均电流，由此控制定位臂17和其数据传感器18的定位。
[0033]如上所述，在如图2和图3所示的双模式VCM定位系统 中，可以由PWM模式转换到线性模式，反之亦然。然而，已经注意 到，根据本发明，在PWM驱动模式期间，节点VCMP、VCMN处的 相电压及“H”桥中每一个功率晶体管50的栅极处的电压所处的电平 通常与线性模式运行的电平截然不同。相应地，当突然由PWM驱动 模式转换到线性驱动模式时，可以观察到流过VCM 22的电流中有不 连续存在。而且已经进一步观察到误差电压中出现相电压和栅极电压 的这些不连续，如由电流传感放大器34和误差放大器36测量到的误 差电压。已观察到一旦突然进入线性模式，由于这些转换不连续造成 的误差随时间积累，引起磁道定位误差，并因此增加了磁道寻找定位 时间。在严重的情况下，这些不连续会导致在数据写和数据读操作中 产生错误。
[0034]根据本发明优选的实施例，在从PWM驱动模式转换到线 性驱动模式时，比较器56和多路复用器52的作用是预调节功率晶体 管50的栅极电压，及节点VCMP、VCMN处的相电压。根据本发明优 选的实施例，这种预调节速度很快，且实际上传感误差的减少提高了 磁盘性能。
[0035]相应地，在电流PWM模式运行的末期，诸如在磁道寻找 操作的减速期开始，当双模式定位驱动器32要转换到线性模式时， PWM控制逻辑44就启用TR_en控制信号，将其加到多路复用器52H、 52L。在这个转换周期期间，多路复用器52H、52L据此选择比较器56H、 56L的输出以分别应用到输出PWM驱动器54H、54L。同样在这个转 换周期期间，如下所述，线性前置级驱动器38也优选驱动功率晶体管 50的栅极，给VCM 22提供混合模式(PWM和线性)的驱动。
[0036]例如，在这个转换周期期间，比较器56H将节点VCMP 的相电压和参考电压VM/2进行比较，然后，对应于这个比较的结果， 在其输出产生轨对轨信号。类似地，同样在转换期间，比较器56L将 节点VCMN的相电压和参考电压VM/2进行比较，然后，对应于这个 比较的结果，在其输出产生轨对轨信号。比较器56H、56L的目的就是 产生输出信号以使输出PWM驱动器54H、54L驱动功率晶体管50， 使其处于相电压都在参考电压VM/2的状态。相应地，每一个PWM回 路优选布置为
负反馈回路。例如，在转换周期开始时，如果节点VCMP 的相电压高于参考电压VM/2，由比较器56H、多路复用器52H和输出 PWM驱动器54H组成的回路优选驱动晶体管50PH、50PL的栅极，以 使晶体管50PL比晶体管50PH的导通时间长，以便节点VCMP被拉低。 由比较器56L、多路复用器52L和输出PWM驱动器54L组成的回路 也以同样的方式运行。
[0037]施加到多路复用器52H、52L的TR_en控制信号被优选启 用或保持一段选定的持续时间，例如由控制电路53中的定时器控制的 持续时间。替代地，控制电路53可包括比较器或其它电路，其它电路 根据节点VCMP、VCMN的相电压使控制信号TR_en无效，例如当相 电压接近参考电压VM/2时。可以预计，如适合于本发明的特殊实施 方式，在参考了本说明书后，用于确定何时使控制信号TR_en无效的 其它控制方案对本领域的技术人员是显而易见的。
[0038]在转换期期间，当比较器56H、56L正在控制其各自的输 出PWM驱动器54H、54L时，线性前置级驱动器38也优选驱动功率 晶体管50的栅极。线性前置级驱动器38的输出和输出PWM驱动器 54H、54L的输出在相应的栅极节点处连接在一起，如图2明显看出的， 并且两者是互相兼容的。在这个混合模式运行中，前置级驱动器38和 46都驱动功率晶体管50，此外还对栅极电压和相电压进行预调节，虽 然可以认为在混合模式运行转换过程中，输出PWM驱动器54H、54L 趋于支配线性前置级驱动器38。
[0039]在转换周期末期，由控制逻辑53暂停或在其感测到节点 VCMP、VCMN的相电压被适当预调节时，PWM前置级驱动器46停 止驱动功率晶体管50的栅极。取而代之的是线性前置级驱动器38(图 2)控制这些栅极电压，且因此控制节点VCMP、VCMN的相电压，并 且相应地，控制流过VCM 22的电流的量值和极性。由于通过比较器 56和输出PWM驱动器54的运行，对栅极电压和相电压进行预调节， 使其接近在线性模式下这些节点被偏置的电压，因此与传统双模式 VCM系统相比，在进行PWM模式和线性模式之间的转换时，功率晶 体管50运行中的不连续性以及由此导致的误差被大大减少。
[0040]图4a到图4c说明了根据本发明的优选实施例的定位驱动 器电路46运行的一个例子。图4a图解说明了节点VCMP、VCMN的 相电压。图4b图解说明了晶体管50PH、50PL、50NH、50NL各自的 栅极的电压GPH、GPL、GNH、GNL。图4c图解说明了控制信号TR_en 的时序，其从t0时刻到t1时刻之间启用。例如，可以认为从t0时刻到 t1时刻的总持续时间可以在500纳秒到1.5微秒左右。
[0041]在图4a到图4c中，在t0时刻以前，定位驱动器电路46 和功率晶体管50运行于PWM模式(为清楚起见，不同节点的脉冲在 这些图中未示出)。在此例中，t0时刻之前紧接的最后PWM脉冲已经 将晶体管50NH和50PL的栅极置为高，将晶体管50PH和50NL的栅 极置为低，这样节点VCMN为高，节点VCMP为低。因此，这最后一 个PWM脉冲驱动从右向左(图2和图3)流过VCM 22的电流。
[0042]在t0时刻，从PMW驱动模式向线性驱动模式的转换开始 时，控制信号TR_en被启用。因为节点VCMN的相电压相对高于参考 电压VM/2(且相反地，因为节点VCMP的相电压相对低于参考电压 VM/2)，比较器56H、56L就产生输出信号，输出信号使输出PWM驱 动器54H、54L产生脉冲，将晶体管50PH、50NL的栅极置为高，而 将晶体管50NH，50PL的栅极置为低，分别如图4b中所示的电压GPH、 GNH、GPL。在从时刻t0到时刻t1的转换时间期间，这些脉冲对相电 压VCMN放电，而对相电压VCMP充电。如上所述，在这段时间期间， 线性前置级驱动器38也用线性模式偏置电压驱动晶体管50的栅极， 这有助于限制栅极电压的偏移。
[0043]在转换周期结束时，即t1时刻，控制信号TR_en被无效。 在转换周期期间，比较器56和输出PWM驱动器54的动作已对相电 压VCMP、VCMN和栅极电压GPH、GPL、GNH、GNL进行了预调 节，使得它们能更快地达到其线性驱动模式电平，其大约在t2时刻发 生。根据本发明优选的实施例，通过仿真，预计经过大约15微秒左右 的时间，在t2时刻可以达到线性电平。
[0044]根据本发明优选的实施例，由于对“H”桥功率晶体管50 的栅极电压和相电压进行的预调节，当线性驱动模式接替时，和常规 电路中的情况相比，栅极电压和相电压被驱动得更接近其线性电压电 平。流过音圈电机电流中的不连续和产生的定位臂的误动作因此大大 减小了，电流的不连续和定位臂的误动作会引起传感误差，该传感误 差会维持到线性驱动模式反馈。可以认为本发明将使磁盘驱动系统或 其它使用本发明的系统的
精度和性能得以改进提高，且同样能在实施 系统的其它操作中使用双模式驱动器。
[0045]结合其在磁盘驱动系统中的音圈电机的控制的预期应用， 已经对本发明的优选实施例进行了描述。然而，如上所述，除电机控 制和磁盘驱动系统中的应用之外，可预计本发明可以用于其它应用中。 例如，可以预计本发明可以与双模式或多模式输出放大器一起使用， 或与其中只使用单一驱动器对而不是如以上所述的正侧和负侧驱动器 对的驱动电路一起使用。可以预计本领域技术人员在参考这个说明书 后，能够将本发明用在这样的其它应用中。
