本发明涉及使用参考信号的均衡方法和均衡器，更具体地涉及使用参考 信号的均衡(equalizing)方法和均衡器(equalizer)，以有效地去除或减少数字信 号解调系统中的多路径(multipath)失真。

电视市场当前的趋势是追求大屏幕、实时性和高清晰度的电视。日本采 用基于多级尼奎氏物取样编码(MUSE)的高清晰度电视，它是模拟的发射方 法，美国已经采用由大联盟(GA)推荐的GA-HDTV系统，一些有线电视公 司则致力于正交幅度调制(下面称为QAM)的数字传输方法。

因为GA-HDTV采用数字残留边带(下面称为VSB)调制，所以它被称 为GA-VSB型接收机。这儿，VSB在常规TV中用作为模拟图象信号调制 方法，而在GA-HDTV中用于数字信号调制。在以前的数字频谱兼容TV(下 面称为DSC-TV)中，2-VSB和4-VSB分别使用两个和四个电平，而作 为其调制方法，但是，GA-HDTV采用8-VSB用于8电平的地面广播模式， 并采用16-VSB用于16电平的高速电缆模式，作为其调制方法。

GA已经建议了一种接收机的原理结构，用于解调这种VSB信号，所建 议的接收机的特征如下。首先，VSB接收机不同于其它接收机，它只检测用 于同相频道(I频道)信号的数据并按照符号速率来取样。因此，VSB接收机的 设计比同时使用正交频道(Q频道)和I频道的QAM接收机要更简单，而且该 VSB接收机可以相当低的处理速度来检测数据，因为它不象分数速度 (fractional rate)接收机，而且它是以符号速度来处理数据的。

而且，建议的VSB的接收机采用相干检波(coherent detection)，用于通 过从接收机中再现载波来解调调制的信号，以检测数字数据。与非相干检波 (incoherent detection)比较，相干检波(coherent detection)的优点在于它能可靠 地检测具有相同信噪比的数据，但接收机设计因为其载波再现电路变得更复 杂。

因此，建议的VSB接收机采用使用一个频率和相位锁定环(FPLL)和相 位 跟综环(PTL)的两步相干相位检波以检测发射信号的相位。

该FPLL使用包括在VSB信号中的引导信号，来估算发射的VSB信号 的相位。这种FPLL很容易用常规的频率误差检测电路来构成，其结构和功 效在文章[1]中揭示了：[1]R.Citta，″Frequency and Phase Lock Loop″，IEEE Trans，on Consumer Electronics，vol，CE-23，no.3，pp.358-365， Aug.1997.

该FPLL的输出经过频道均衡器被发射到PTL，PTL的功能是从输出信 号中去除剩余的相位噪声即相位误差。

GA-HDTV接收机的结构几乎与文章[2]中揭示的对载波恢复(DDCR) 的判定相同，[2]E.A.Lee and D.G.Messerschmitt，Digital Communication， Kluwer Academic Publishers，Boston，MA，1988，但不同之处在于它只 用I频道取样数据来估算信号点的旋转成分并基于该结果来补偿相位误差 值。

图1是显示GA-HDTV接收机构成的方框图，它用于描述VSB型GA 接收机。该方框图在文件[3]中公开了：文件[3]是1994年2月提交给ACATS 技术小组的大联盟HDTV系统说明书。

在图1中，调谐器102在由天线接收的HDTV信号中选择一个所需的频 道信号。通常，调谐器102的输出是具有44MHZ中心频率和6MHZ带宽的 已调制HDTV信号。可是，该调谐器102的输出特性并不高于其内部滤波器 特性，因此，通常它不只是含有6MHZ带宽的HDTV信号还有邻频道信号的 一部分。

因为邻频道信号对所需频道信号的干扰，调谐器102的输出通过表面声 波(SAW)滤波器104，其带宽精确为6MHZ。

中频(下面称为IF)放大器106将模/数(A/D)转换器112的输入信号保持在 合适的水平，其增益由自动增益控制(下面称为AGC)电路110输出的自动增 益控制信号控制。

这里，合适的电平指8个电平(±1、±3、±5、±7)，其上加有1.25 的DC偏差即-5.75、-3.75、-1.75、0.25、2.25、4.25、6.25、8.25。

调谐器102包括高频放大器(下面称为RF放大器)，因此，若IF放大器 的增益不够，RF放大器的增益足以使信号按照AGC信号放大以调节到合适 电平。

顺便，载波的恢复是由FPLL电路108完成的，它跟踪加在IF放大器106 输出信号中的引导信号，并调整调谐器102的本振频率，以使引导信号频率 为0HZ。结果，使FPLL电路108恢复载波并将恢复的载波乘以IF放大器 106的输出，以解调它为基带信号。

A/D转换器112按照由符号定时和埸同步恢复器114恢复的符号时钟信 号对FPLL电路108的输出进行取样，并将取样数据转换成数字数据。

符号定时和埸同步恢复器114产生符号时钟脉冲以控制A/D转换器112 的取样定时，将存贮在其中的埸同步参考信号加到NTSC检波器116，通过 比较埸参考信号和发射到每埸的埸同步来恢复埸同步，为整个系统产生工作 时钟信号，并提供埸同步控制信号到均衡器120。

参考图2，它显示了GA-HDTV的一个VSB数据帧格式，该VSB数 据帧由两埸构成，每埸由一个埸同步段和312个数据段构成，每个数据段由 四个段同步符号和828个数据符号和前(forward)纠错(FEC)码构成。

而且，段同步被插在每个数据段开头的8电平数字数据流中。这儿，段 同步构成具有+5、-5、-5和+5信号电平的四个符号的规则模式，其 它数据随机构成8个电平。因为段同步是二进制数(二进制电平)并应确保它 自身的稳定不受同频道的NTSC信号的干扰，其电平被测定为±5。

另外，埸同步段、每埸第一段包含指示埸开始的埸同步信号(FIELD SYNC#1，和FIELD SYNC#2)。

图3显示了GA-HDTV的VSB数据埸同步格式。

如图3所示，埸同步段由832个符号构成，段同步构成其首先的四个符 号，伪数PN511构成继续的511个符号，三个PN63′S构成随后的189个符 号，指示2-VSB、4-VSB、8-VSB和16-VSB的24个符号和其 它信息(104个符号)构成其余的128个符号。

这儿，PN511为指示+5和-5电平的预定信号序列，用作为均衡的训 导(training)序列，三个PN63序列用作为埸识别信号，因为第二PN63每隔一 埸倒相。

参考图1，包括一个NTSC去除滤波器(下面称为NRF)的NTSC检波器 116对A/D转换器112输出的NTSC信号的载波成分滤波，以防止当HDTV 和NTSC同时广播时HDTV广播受频道邻接环境的影响而变差。

DC偏差去除器118去除DC偏差，它是由引导信号的非线性和在A/D 转换器112中转换的数字信号引起的。

即，小的数字DC电平(1.25)被发射，它们被加到具有+5、-5、-5 和+5信号电平的四个符号数据段同步和具有8个电平(±1、±3、±5、 ±7)中随机电平的828个符号数据，它们与引导信号具有相同的效果，并被 加到数据信号中。而且，A/D转换器110的输入和输出显示了非线性特征。

因此，由引导信号引起的DC偏差和由A/D变换器的非线性引起的DC 偏差应被去除，以使，具有原始信号电平的HDTV信号可在接收机中恢复。

因此，DC偏差去除器118通过检测埸同步的平均DC偏差来去除该DC 偏差，并从其中减去NTSC检波器116的输出中检测的DC偏差。这儿，通 过以帧为单元取埸同步的平均来计算DC偏差，因为在用作为埸识别信号(图 3所示)的189个字符中的第二PN63的相位每隔一埸倒相，其绝对值是相同 的。

均衡器120去除由于发射信号通过传输通道引起的多路径失真即多通道 噪声。该多路径失真是多路径频道造成的结果，在地面广播中，是由于高山、 建筑物群或飞机引起的波形偏移。多路径失真引起延迟并损坏的图象信号重 叠在原始信号上，而且干扰HDTV信号的频率特性。下面将结合图4来详细 描述NTSC检波器116和均衡器120。

在发射机中，在传输之前信号用读-索罗门(read-solomon，下面称为 “RS”)码调制、内插处理并格构(trellis)码调制(TCM)，以减少在传输中产 生的符号误差。当解码器从发射机接收信号时，PTL 122补偿未完全由FPLL 108校正的相位误差，频道解码器124解码从PTL 122接收的信号。

频道解码器124在PTL 122的输出端完成格构(trellis)解码，对已格构 (trellis)解码的数据进行去内插，并对该去内插的数据进行纠错解码。

源解码器126对从频道解码器124输出的纠错解码的数据进行可变长解 码，对该可变长解码的数据进行逆量化，对该逆量化的数据进行反相离散余 弦变换(IDCT)，对压缩的数据去压缩，以恢复原始的数据并在显示器(未示出) 上显示。

图4显示了常规GA-VSB型HDTV接收机的详细方框图，在上述文 件3中描述了其构成。

在同时广播NTSC和HDTV信号时，例如当有ATV和DVB信号时，与 VSB信号比校NTSC信号具有规定的载波频率偏移(约0.89MHZ)。考虑在基 带中，对应于该频率偏移NTSC信号与调制载波频率相同。这儿，大部分NTSC 信号能量集中在原始DC成分，即调制载波上。因此，当NTSC的混合成分 通过NTSC检波器116的NRF 204时，调制载波成分被去除，因此，影响 HDTV信号的NTSC信号减少了。

NTSC解码器116用参考信号将存贮在符号定时和埸同步解调器114的 埸同步参考信号与从A/D转换器112输出的埸同步比较，并确定该NTSC信 号是否与VSB信号混合，后者使用平方差值(squared difference)的积累值。

换句话说，NTSC检波器116由如下构成：一个通过混合器201、平方 电路(squaring circuit)202和积分器203的原始通道，用于比较从符号定时 (symbol time)和埸同步恢复器114输出的埸同步参考信号和从A/D变换器112 输出的埸同步，并计算比较的累积平方(accumulated squared)结果值；通过 NRF204、NRF205、混合器206、平方(squaring)电路207和积分器 integrator)208的通道，用于比较从A/D转换器112经NRF输出的埸同步和 从符号定时和埸同步恢复器114经NRF 205输出的埸同步参考信号，并计算 比较的累积平方结果值；一最小误差检测器209，用于通过比较两个通道值 来检测并输出混合有HDTV频道的NTSC成分；以及一个复用器210，通过 将最小误差检测器209输出的检测信号作为选择控制信号来选择经过NRF 204输出的A/D变换器112的I-频道符号数据或直接从符号定时和埸同步 恢复器114输出的I-频道符号数据。

这儿，最小误差检测器209产生NRF控制(NRF CON)信号，以指示A/D 转换器112的输出是否跟随NTSC检波器116中NRF204通道。并发射NRF CON信号到均衡器120的存贮器216和滤波系数计算器217。

均衡器120由作为前(forward)横向滤波器的L1(这儿为78)抽头滤波器 211、L2(这儿为177)抽头滤波器212、用于从L1抽头滤波器211的输出中 减去L2抽头滤波器212的输出的减法器213、用于从预定的八个电平(±1、 ±3、±5、±7)中选择减法器213的输出电平的限幅器214、在数据段项 期间将随机数据提供给L2抽头滤波器212而在埸同步段项期间将训导序列 (training-sequence)提供给存贮器216的控制开关、用于存贮在按照最小误差 检测器209的NRF控制信号(NRF CON)以每埸从限幅器214输出插入埸同步 段中的训导序列的存贮器216；以及滤波系数计算器217，用于通过使用在 埸同步段项期间从减法器213输出的训导序列来更新L1抽头滤波器211和 L2抽头滤波器212的滤波系数，并在系数更新项期间的先前滤波状态输出随 机数据，以使高速跟踪运动的重影信号是可能的。这种均衡器被称为判别反 馈(decision-feedback)均衡器(DFE)。

该滤波系数计算器217利用最小平均(mean)平方(LMS)算法来计算滤波 系数，以减少用于系数更新的训导序列中的噪声影响。在系数更新期间，每 帧取一个中间值，因为VSB信号在每埸具有不同训导序列相位。因此，在该 实施例中，以帧为单元来取中间值，因为在第二PN63中，相位在埸同步的 每埸倒相，如图3所示。用埸平均，PN511和第一PN63可被利用。后面将 描述LMS算法。

另外，通过从NTSC检波器116的输出中减去由滤波系数计算器217传 输的DC偏差，DC偏差去除器滤去DC偏差。即，因为埸同步发射时就有 被加于其上的DC偏差(1.25)，通过取第一和第二埸同步(FIELD SYNC#1、 FIELD SYNC#2)的平均值，滤波系数计算器217获得该DC偏差值并将它 传输到减法器118。

均衡器120可利用在每埸发射的参考信号、随机数据和其误差，或同时 用两者。图4所示的均衡器就同时用两者即参考数据和随机数据。当用参考 数据时，采用的抽头滤波器211和212的系数利用了LMS算法。

该LMS算法使用最广而且其基础是减少平均平方误差。当均衡器120 的输入和输出分别为X(n)和Z(n)时，参考信号确定电平为d(n)，滤波系数为 Wi，

z(n)＝WT(n-1)XT(n)--------(1)

e(n)＝d(n)-z(n)--------(2)

W(n)＝W(n-1)+2μ°e(n)X(n)

其中，XT(n)＝[X(n)，X(n-1)，…，X(n-N+1)]，

WT＝[W0，W1，W，…WN-1]

i＝0，1，…N-1，μ为常数，N为滤波器的抽头数。

该LMS算法使E[e2(n)]最小，并被用在输入数据连续的联机系统和在存 贮器预定项存贮数据的脱机系统。

在常规的均衡器中，考虑到复杂的计算、硬件负载、速度等等，脱机系 统比联机系统应用更广泛。

这样的脱机系统也用于NTSC广播的重影消除器中，目前正以商业规模 生产。该重影消除器在文件[4]中显示了：[4]：K.B.Kim，J.Oh，M.H， Lee，H.Hwang，和D.I.Song，“韩国GCR的新重影消除系“系统”IEEE Trans.on Broadcasting，vol.40，no.3，pp.132-140，Sep.1994。

该脱机系统的优点是它具有高的会聚速度，因为预定的参考信号，而且 考虑到H/W速率，它可用特定的硬件H/W时钟速率，即慢于系统时钟的时 钟。

这种脱机系统需要一种方法以按照LMS算法的聚焦度来控制滤波系数 的更新。通常的LMS算法采用MSE检测法，该重影消除器采用这样的方法， 即使用显示峰值的参考数据的自动校正值的特性来检测重影信号的余峰值。

图4所示的GA-VSB均衡器采用使用参考信号的脱机系统，该GA- VSB均衡器采用脱机系统的另一个原因是它还执行NRF处理。

考虑到HDTV和NTSC信号的同时广播，GA-VSB型接收机利用梳 状滤波器来完成NRF处理，以减少NTSC信号混合在HDTV信号中。因为 NRF是具有全增益的两信号相减，该信号电平从8电平增加到15电平，而 且用于15电平处理的载波/噪声(C/N)比8电平处理要小约3dB。即在15电 平处理中，停止和进行(SAG)确定-指向算法不能采用，均衡只按照参考信 号完成，这就导致聚焦速度的损坏。

这儿，停止和进行(SAG)确定-指向算法描述在文件[5]中：Giorgio p- icchi and Giancarlo Prat：″Blind Equalization and Carrier Recovery Using′Stop- and-Go′Decision-Directed Algorithm″IEEE Ttans.on Communications. vol.，Com-35，no 9，pp 877-887，Sep.1987。

因此，由参考信号驱动的脱机均衡不只需用于在开始状态的速度会聚和 在常规条件下精确的均衡而且还用于NTSC信号与HDTV信号混合的频道环 境下的15电平均衡器的会聚操作。

本发明的目的是提供一种均衡(equalizing)方法，其中会聚是基于使符号 误差率(symbol error rate)最小，以有效地消除NTSC信号与HDTV信号混合 的频道环境下的多通道失真。

本发明另一个目的是提供一个脱机系统均衡器(off-ine system equalizer)，它具有简单的数字解调系统的硬件结构，在该系统中NTSC信号 与HDTV信号混合。

为了达到第一个目的，所提供的均衡方法，利用预先存贮的参考信号来 更新脱机系统中滤波器的滤波系数，以均衡接收的信号，该方法包括步骤：

(a)确定输入到高清晰度TV(HDTV)的信号是否包括埸同步；

(b)当在步骤(a)中检测到埸同步信号时，在存贮器中存贮训导序列 (training sequence)；

(c)按照预定的算法计算滤波系数(filtering coeffcient)；

(d)确定在步骤(b)中存贮的训导序列的电平，并利用预先存贮的参考信号 计算符号误差率(SEE)；

(e)当在步骤(d)中获得的SER小于预定的值时传输步骤(c)获得的滤波系 数到滤波器和

(f)重复执行步骤(c)至(f)直到环变量(loop variable)等于环(loop constant) 常数，这表明在步骤(d)中获得的SER大于或等于预定值时增加环变量情况 下，脱机操作的数可在一埸中完成。

另一方面，所提供的用于均衡接收信号的均衡方法，利用参考信号来更 新脱机系统中滤波器的滤波系数，所说方法包括步骤：

(a)确定输入到高清晰度TV即HDTV的信号是否包括场同步；

(b)当在所说步骤(a)中检测到埸同步信号时，在存贮器中存贮训导序列；

(c)测定所说接收的HDTV信号是否为滤去了混合在HDTV信号中的 NTSC信号的信号；

(d)如果所说HDTV信号不包括NTSC信号，用预定算法计算8电平处 理的滤波系数；

(e)通过利用8电平处理的预先存贮的参考信号来测定在所说步骤(b)中 存贮的训导序列的电平，来计算符号误差率SER；

(f)当在所述步骤(e)中获得的所说SER小于预定值时，更新所说滤波器 的所说滤波系数为在所说步骤(d)中获得的滤波系数；

(g)重复执行步骤(d)至(f)直到环变量等于环常数，这表明在步骤(e)中获 得的SER大于或等于预定值时增加所说环变量情况下，脱机操作的数可在一 埸中完成；

(h)如果所说HDTV信号是从与所述HDTV信号相混合的NTSC信号中 滤出的信号，利用预定算法计算用于16电平处理的滤波系数；

(i)通过利用用于16电平处理的预先存贮的参考信号来测定在所说步骤 (b)中存贮的所说训导序列的电平，来计算符号误差率SER；

(j)当在所说步骤(i)中获得的所说SER小于预定值时，更新所说滤波器的 所说滤波系数为在所说步骤(h)中获得的滤波系数；和

(k)当在步骤(i)中获得的SER大于或等于预定值时增加环变量情况下， 重复执行步骤(h)至(k)直到环变量等于环常数。

为达到第二个目的，提供了一种用于数字解调系统的均衡器，它利用参 考信号来更新脱机系统中滤波器的滤波系数，以均衡接收的信号，所说均衡 器包括：

第一存贮器，用于按照埸同步控制信号在埸同步项存贮由接收信号载有 的训导序列；

第二存贮器，用于存贮8电平和15电平处理的参考信号；

第一滤波器，用于通过其一个输入端来接收和滤波所说接收的信号；

第二滤波器，通过其一个输入端连接到所说均衡器的输出端；

减法器，用于从所说第一滤波器的输出中减去所说第二滤波器的输出； 和输出一均衡的信号，减法器的输出端与第二滤波器的输入端相连，并通过 由所述埸同步控制信号控制的一个开关与第一存贮器的输入端相连；和

滤波系数计算装置，用于；

(1)与所述第二存贮器的输出端相连，按照NTSC消除滤波控制信号即 NRF控制信号读出一个对所说8电平和15电平处理的所说参考信号，并与 所述第一存贮器的输出端相连，按照埸同步控制信号读出存贮在所说第一存 贮器中的训导序列；

(2)计算读出的参考信号和读出的训导序列的符号误差率SER；

(3)用计算出的SER作为会聚的基础来计算埸系数；和

(4)通过其两个输出端分别与第一滤波器的另一个输入端和第二滤波器 的另一个输入端相连，用于将计算的埸系数提供到第一和第二滤波器，

其中所说的埸同步控制信号是在埸同步段项的埸周期期间产生的，所说 NRF控制信号指明接收的HDTV信号是否已经滤掉了NTSC信号，该信号 混合在HDTV信号中。

本发明还提供了一种改进的HDTV接收机，包括：调谐器，用于选择高 清晰度TV即HDTV信号并输出IF信号；放大器，用于放大所说IF信号； 频率和相位锁定环电路，用于从所说放大的IF信号中恢复载波并用恢复的载 波来恢复基带信号；恢复器，用于从恢复的信号中恢复符号定时并输出埸同 步控制信号；NTSC检波器，用于在所说的恢复的信号上执行NTSC去除滤 波处理，即NRF处理并输出指明NRF处理是否被完成的NRF控制信号；均 衡器，用于均衡NTSC检波器的输出信号；相位跟综环电路，用于检测均衡 信号的相位误差；以及解码器，用于对所说相位跟综环电路的输出进行解码， 其中，所说均衡器包括：

第一存贮器，用于按照埸同步控制信号在埸同步项期间存贮由NTSC检 波器的输出信号载有的训导序列；

第二存贮器，用于存贮8电平和15电平的参考信号；

第一滤波器，用于通过其一个输入端来接收和滤波所说NTSC检波器的 输出信号；

第二滤波器，通过其一个输入端连接到所说均衡器的输出端；

减法器，用于从所说第一滤波器的输出中减去所说第二滤波器的输出并 输出均衡的信号，减法器的输出端与第二滤波器的输入端相连，并通过由所 述埸同步控制信号控制的一个开关与第一存贮器的输入端相连；和

滤波系数计算装置，用于：

(1)与所述第二存贮器的输出端相连，按照NTSC消除滤波控制信号，即 NRF控制信号读出一个8电平和15电平处理的所说参考信号，并与所述第 一存贮器的输出端相连，按照埸同步控制信号读出存贮在第一存贮器中的训 导序列；

(2)计算读出的参考信号和读出的训导序列之间的符号误差率SER；

(3)用计算出的SER作为会聚的基础来计算埸系数；和

(4)通过其两个输出端分别与第一滤波器的另一个输入端和第二滤波器 的另一个输入端相连，用于将计算的埸系数提供到所说第一和第二滤波器。

通过结合下面的附图对本发明的最佳实施例进行描述，本发明上述的目 的和优点将变得更清楚。

图1显示通常GA-VSB型接收机的方框图；

图2显示了按照GA-VSB型接收机的传输信号格式；

图3显示了按照GA-VSB型接收机的埸同步格式；

图4显示GA-VSB型常规HDTV接收机一部分的详细方框图；

图5是显示按照本发明一个实施例的均衡器的方框图；

图6是概括按照本发明一个实施例的均衡方法的流程图；

图7是概括按照本发明另一个实施例的均衡方法的流程图；

图5是使用按照本发明一个实施例的均衡方法的均衡器的电路图。

图5所示的均衡器220包括：由L1抽头(78个抽头)构成的第一滤波器 221；由L2抽头(177个抽头)构成的第二滤波器；用于从第一滤波器221的 输出中减去第二滤波器的反馈输出的减法器；第一个存贮器225，包含在 RAM中，用于存贮在埸同步段项期间发射的训导序列；控制开关224，用于 按照指明埸同步段的埸同步段信号来控制训导序列存贮到第一存贮器225 中；第二个存贮器226，包含在一RAM中，当进行NRF处理时用于存贮未 经NRF处理的8电平参考信号和15电平参考信号以及滤波系数计算器227， 包含在ROM中，用于按照NRF控制信号读出存贮在第二存贮器226中的8 电平和15电平参考信号，并按照埸同步控制信号用在第一存贮器225中存 贮的训导序列计算均衡滤波系数。

下面将描述图5中描述的均衡器的工作。

如图2和图3所示，可用的训导序列PN511以VSB数据帧存在于两个 数据埸同步段即埸同步#1和埸同步#2中。因此，图5所示的脱机系统均衡 器在埸同步段项期间将训导序列存贮在第一存贮器225中，以用于均衡处理。

即，第一滤波器221从DC偏差减法器118接收I频道输入符号数据， 并乘以从滤波系数计算器227传输的滤波系数，并输出其结果到减法器。

第二滤波器222将减法器223的输出乘以从滤波系数计算器227传输的 滤波系数并传输其结果到减法器223。

控制开关224按照埸同步控制信号来控制从减法器223传输的训导序列 记录到第一存贮器225中。此时，埸同步控制信号从符号定时和埸同步恢复 器114(见图1)传输。

当输入的I频道符号数据在NTSC检波器116中经受NRF处理时，用于 15电平处理的参考信号-10、0和+10被存贮在第二存贮器226中，当不 进行NRF处理时，用于8电平处理的参考信号-5、和+5被存贮在第二存 贮器226中。

滤波器系数计算器227按照埸同步控制利用LMS算法获得滤波系数， 如等式1至3所示，并通过比较存贮在第二存贮器226中的15电平或8电平 参考信号与存贮在第一存贮器225中的训导序列来计算符号误差率(SER)，并 当计算的SER小于阈值时，通过将获得的系数提供到第一和第二滤波器221 和222来更新滤波系数。

因此，滤波系数计算器227计算该DC偏差并将它传输到DC偏差减法 器118，关于其操作的描述已在此省略，因为在前面结合图1和4对现有技 术的描述中已经描述过。

而且，图5所示的均衡器不只用于图1所示的VSB型接收机而且还可 用于所有的数字信号解调系统，只要它作为利用参考信号的脱机系统使用。

此外，图5所示的均衡器可用作为具有不同于图3所示结构的NTSC检 波器，只要它的构成可输出NRF控制信号。

同时，在数字通信系统中，SER是一个比平均平方误差(MSE)更重要、 更有效的值，MSE在常规均衡器中用作为方向岗(post)，以确定会聚的深 度。因为在通过PTL后的数据被纠错，在处理中，SER比没有方向效果的 MSE更加重要。即当SER非常大时，纠错实际上是不可能的。相反，当SER 小于-预定值时，纠错是可能的，因此所有信号可以恢复。可是，MSE并 不直接与这种纠错相关。

因此，用于选择均衡器的最佳滤波系数的LMS算法的聚焦深度即均衡 器的聚焦深度可从训导序列的SER中获得，即当SER值为最小时得到均衡 滤波器。

基于以上情况，本发明建议一种均衡算法，使均衡器聚焦在最小SER 的基础上，而不是MSE基础上。

图6是按照本发明一个实施例的、利用参考信号的均衡方法，下面将结 合图5来描述它。

参考图6，进行寻找第一埸同步，以展现从接收机传输来的训导信号 PN511与在步骤S111中预先存贮在符号定时和埸同步恢复器114中埸同步参 考信号之间的关系。

以后，如果埸同步未检测到的话，连续进行埸同步寻找过程，或如果检 测到埸同步，通过步骤S112和S113，环变量L初始化为“O”。在埸同步 项期间发射的训导序列在步骤S114中被存贮在第一存贮器225中。

在步骤S115中，环变量L增加1，并在步骤S116中确定环变量L是否 大于环常量N。该环变量L应小于环常量N，它表明脱机操作数可在一埸中 完成。这儿，由于在每埸中都发射一段训导序列，环常量N表明最大的、有 用的脱机操作数，它能在下面的训导序列输入之前工作。即，N≤L的状态 意味着下面的埸将不输入。

当环变量L小于环常量N时，NRF CON的逻辑状态在步骤S117中确 定。

当NRF CON的逻辑状态为“低”时，I频道输入符号数据不进行NRF 处理，因此，利用上述的等式(1)、(2)和(3)在步骤S118中计算滤波系数。

在步骤S118完成后，在步骤S119中均衡器120的输入符号数据(Xi)即 训导序列是处于5-α和5+α之间还是-5-α和-5+α之间。这儿， 如图3所示，在埸同步段项期间训导序列(PN511)的电平为-5和+5。该α 表明参考电平的加权值。

在步骤S119中，当输入符号数据不在5-α和5+α之间，又不在-5 -α和-5+α之间时，在步骤S120中，表示符号误差速率(SER)的总和的 变量(SUM)增加1。

相反，在步骤S119中，当输入符号数据在5-α和5+α之间，或是 -5-α和-5+α之间时，该SUM变为“零”(S121)，而且当前的输入符 号数据(训导序列)电平在步骤S122中确定。即，如果确定的值为参考信号电 平，该SUM保持其本身，即SUM＝SUM，否则，在步骤S123中SUM加 1。

接下来，在步骤S124中判定是否对有关埸同步段的预定符号数都作了 确定。如果不是，该处理回到步骤S122，以确定输入的符号数据电平，否 则，在步骤S125中用SER代替SUM。因此，预定的符号数比埸同步段的训 导序列的数要大。

如果，在步骤S117中NRF CON的逻辑状态为“高”，均衡器的输入符 号数据经受NRF处理，滤波系数用上面的等式(1)、(2)和(3)来计算(S126)。

此后，在步骤S127中确定输入符号数据电平(Xi)，并且当段Xi处于10 -α和10+α，-α和+α或-10-α和-10+α之间时，该SUM在步骤S128 中等于“零”，否则在步骤S128中SUM加1，然后进入步骤S124。这儿， 在步骤S119到S125中进行8电平处理的SER计算，在步骤S126至S128 和步骤S121和S125中进行15电平处理的SER计算。

因为多数的数字通信系统包括纠错处理，在预定值以下的误差量可很好 地校正。因此，在步骤S129中当检测的SER小于预定值TH时，纠错被认 为是可能的，因此在步骤S118和S126中获得的滤波系数发射到第一滤波器 221和第二滤波器222，而且在步骤S130中连续脱机系数的更新处理，否则 处理回到步骤S115，其中环变量L加1。

图7是显示按照本发明另一个实施例、利用参考信号的均衡方法，它在 埸项期间发射具有最低SER的滤波系数到均衡器的滤波器。

参考图7，在步骤S211中将阈值(TH)定为足够大的(MAX)值即50％， 而且埸同步的寻找在步骤S212中执行。因为预定信号是在埸同步段项期间 从接收机发射的，通过确定存贮在接收机中的参考信号与预定信号之间的关 系就可检测埸同步。

如果没有检测到埸同步，继续埸同步寻找步骤S213，如果埸同步被检 测到，环变量L被初始化为“零”，在步骤S125中在埸同步段项期间发射的 训导序列被存贮在第一存贮器225中。

另外，在环变量L在步骤S216中加1之后，在步骤S217中测定NRF CON 的逻辑状态。

如果，NRF CON的逻辑状态为“低”，I频道的输入符号数据不执行 NRF处理，因此，利用上面的等式(1)、(2)和(3)在步骤S218中计算滤波系数。

当完成步骤S218时，在步骤S219测定均衡器120的输入符号数据Xi 即训导序列是否于5-α和5+α之间，或在-5-α和-5+α之间。

在步骤S219中，若输入的符号数据不在5-α和5+α之间，又不在 -5-α和-5+α之间，表示符号误差率(SER)总和的SUM在步骤S220 中加1。

相反，如果输入符号数据处于5-α和5+α之间，或在-5-α和- 5+α之间，在步骤S221中，SUM等于零，而且输入符号数据(训导序列) 电平在步骤S222中测定。这儿，如果测定的电平与参考信号电平相同，SUM 保持其本身，即SUM＝SUM，否则，SUM在步骤S223中增加1。

接下来，在步骤S224中判定是否对有关埸同步段的预定符号数都作了 确定。如果不是，该处理回到步骤S222，如果是，在步骤S225中用SER代 替SUM。因此，预定的符号数比埸同步段的训导序列的数要大或相等。

如果，在步骤S217中NRF CON的逻辑状态为“高”，均衡器的输入符 号数据经受NRF处理，滤波系数根据均衡器的输入符号数据用上面的等式 (1)、(2)和(3)来计算(S226)。

此后，在步骤S227中确定输入符号数据电平(Xi)，并且当段Xi处于10 -α和10+α，-α和+α或-10-α和-10+α之间时，该SUM在步骤S221 中设置为“零”，否则在步骤S227和S228中SUM加1，然后进入步骤S224。 这儿，在步骤S219到S225中进行8电平处理的SER计算，在步骤S226至 S228和步骤S221至S225中进行15电平处理的SER计算。

因为多数的数字通信系统包括纠错处理，在预定值以下的误差量可很好 地校正。因此，当获得的SER小于在步骤S221中预定值MAX的值TH时， 在步骤S218和S226中获得的滤波系数在步骤S230中存贮到滤波系数计算 器227的内部缓冲器中。

这儿，在步骤S231中测定环变量L是否小于预定的环常量N。如果环 变量L小于环常量N，表明该环变量L能在一埸中完成脱机操作，处理回到 步骤S216，通过在环变量L等于环常量N之前调整滤波系数来获得最小 SER。

该处理继续，直到L＝N，其中当内部缓冲器中存贮的SER为最小时， 发射该滤波系数到第一滤波器211和第二滤波器212。在滤波系数传输后， 从埸同步寻找步骤212起的一序列处理在步骤S232中重复。

如上所述，按照本发明实施例的均衡方法和均衡器测定利用SER的均衡 算法的聚焦深度，因此，可有效地去除或减少由于NTSC信号与HDTV信号 混合引起的多途径失真。