本发明涉及一种对至少一个容性负载进行充电和放电的电路装 置，所述容性负载尤其是内燃机的喷油器的一种压电致动器。

采用压电陶瓷操作内燃机的喷油阀门对用于对压电陶瓷进行充 电放电的电子电路提出了显著的要求。在此必须提供较高电压(典 型地100V或者以上)和短时间较大电流充电和放电(典型地高于 10A)。为了优化发动机特性(例如排气值、功率、油耗等等)，应 当在毫秒的瞬间以同时很大程度上对电流和电压的控制进行这种充 电和放电过程。压电陶瓷特质近似于具有微小的转换有功功率的纯 容性负载，而另一方面高的无功功率要求或多或少高耗费的用于控 制压电元件的电子电路的电路设计。

从DE 199 44 733 A1公知一种用于控制至少一个容性的执行机 构的电路装置。该公知的装置基于一种双向工作的间歇振荡器型变 换器(Sperrwandler)，并且使之能够在对该执行机构进行充电和 放电时准确地定量配置能量部分，从而在充电和放电时可以实现近 似任意平均的电流特性曲线。通过基于单个开关过程的恒定的网栅 (Raster)，同样地完全控制时间特性。然而由于该间歇振荡器型 变换器的原理在另一个方面却在所使用的开关晶体三极管上引起显 著的负荷，这倾向于对电气效率起负面作用并且与之相关联地可能 产生所述电路装置的热负荷。这在选择所述电路装置所使用的电器 件时要加以考虑。尽管该公知的方案在功能上完全令人满意，然而 在成本、耗电以及电磁兼容性方面却还有一定的改善余地，所述电 磁兼容性在未来的应用中可能会受到关注。

从DE 198 14 594 A1公知一种用于对压电器件进行充电和放 电的电路装置。该公知的控制电路基于一种半桥末级，所述半桥末 级通过电感(扼流圈)控制所述压电器件，其中该扼流圈首先是用 于限制充电时出现的充电电流和放电时出现的放电电流。尽管在该 控制的情况下可以用无间断的电流进行充电并且因此可以以非常良 好的效率进行充电并且所采用的器件的负荷低于上述的间歇振荡器 型变换器装置的情况下的负荷，然而该控制却要求必须高于加在压 电阀门上的最大电压的电源电压。在此实际上需要的DC/DC变换器、 例如用于把通常的12V或者24V的汽车车载电源电压变换成适当的 电源电压(例如几百伏)，显著地有损于控制电子电路的总体电效 率。

本发明的一个任务是，使得能够以高的效率和低的损耗对至少一 个容性负载进行充电和放电。

该任务通过如权利要求1所述的一种电路装置和如权利要求11 所述的一种方法完成。从属权利要求涉及本发明的有利扩展。

在本发明中，所述充电和放电通过在振荡回路装置上的振荡过程 (Umschwingvorgaenge)进行，从而可以有利地在放电时或多或少 完全地回馈储存在充电时储存进负载中的能量，并且从而把所述能 量提供用于新的充电过程。在此所述振荡回路装置包含要充电和放 电的容性负载以及至少一个电感(例如扼流圈)和至少一个电容(电 容器)。在此，后一电容可以用作在所述振荡回路装置中临时地储 存能量的储能电容。在此所述振荡过程通过有控制地接通和断开至 少一个第一开关和至少一个第二开关来激励。

优选地为对所述容性负载进行充电和放电而设置相应的多个振 荡过程，以便多级地传输向负载输送和从负载向回输送的电荷，也 就是说经多个被适当构建用于转送能量的振荡回路装置部分输送， 和/或用单个的“充电部分”输送。

根据本发明还规定，可以通过接通所述开关之一将能量从供电电 压源输送到所述振荡回路装置中。通过该措施可以从电源电压源取 出在充电时所的能量并且可以补偿在所述电路装置范围中出现的电 损耗。

如本发明所述的由控制单元控制的开关例如可以被构建为半导 体开关器件、尤其是场效应晶体管。在此基于至少一个输入到控制 单元的测量信号进行所述控制。

公知的是，如果“在负荷下”进行切合，譬如刚好在接通所述开 关前在开关上降有高的电压或者刚好在断开所述开关之前流过所述 开关较高的电流，则在实际开关器件的切换时会出现显著的开关损 耗。与之相应的是，如果在“零电压”或者“零电流”的情况下切换 是有利的。

根据本发明向所述控制单元提供一种测量信号，所述测量信号以 较简单且可靠的方式使得能够识别所述振荡过程中的时间点，在所 述时间点可以以很低的开关损耗操作开关。根据本发明，所述测量 信号采用降在电流测量电阻上的电压，其中该电流测量电阻(“旁 路”)与所述电容串联，并且其中如此地布置该电容和开关，使得 降在电容上的电压代表至少降在所述开关之一上的电压。

通过该提供控制所述开关用的测量信号的特定方式，使得所述控 制单元尤其能够可靠地识别所述振荡过程中这样的时间点，在所述 时间点至少一个降在所述开关至少之一上的电压达到极限值。例如 这样一种极限值可以是最小值(并不一定是0伏特)，其中例如在 达到该最小值时可以以微不足道的开关损耗接通所涉开关。如果所 确定的时间点是降在所述开关之一上的电压达到最大值，则这就可 以有利地用于在以下情况中以很低的开关损耗接通另一个开关，在 所述情况中在降在一个开关上的电压越大在同一时间点降在另一个 开关上的电压越小的意义上，由于所涉电路结构的原因降在这两个 开关上的电压是互补的。例如对在第一开关和第二开关构成被施加 基本上固定地规定的电压的串联电路的电路设计，可以出现这样的 互补性。在此，该电路设计考虑为本发明一个优选的实施方式。

本发明一个特别的优点在于，尤其是对于时间上观察开关上的电 压仅逐渐地达到的的极限值，可以特别准确地确定达到该极限值的 时间点。因此这是可能的，因为根据本发明为该目的不需要事先识 别或者说事先确定所述该极限值并且然后用作与实际上所降的电压 比较的参照。而且根据本发明可以根据在对所涉开关上的所降电压 的时间上的导数大致为零或者过零点识别出达到极限值的准确时间 点。通过该原理可以相当准确地确定对降低开关损耗有显著意义的 “正确开关时间点”。因为在此降在所述电容上的电压代表降在所 涉开关上的电压，也就是尤其例如等同于所降的电压，于是流入或 者流出所述电容的电流在达到该极限电压时最小(零或者说过零)。 刚好该电流却可以通过与该电容串联的电流测量电阻以较简单的方 式加以测量。降在该电流测量电阻上的电压与该电流成正比。

在一个优选的实施方式中提出，所述振荡回路装置包含由电感和 容性负载构成的串联电路，并且既在对所述容性负载充电时也在对 所述容性负载放电时经由所述电感引导充电电流或者说放电电流。 通过该措施，不仅可以把所述电感用作临时的能量储存器而是还可 以有利地将其用于限制充电电流和放电电流。例如所述电感的端子 可以经过电气线路(具有或者不具有输出滤波器中间电路)与所述 容性负载相连接，相反地所述电感的另一个端子可以通过另一电气 线路与一个电路节点相连接，所述电路节点构成由这两个开关构成 的串联电路的中间抽头。

在一个优选的实施方式中，所述控制单元具有比较器，用于把所 述测量信号与至少一个阈值相比较。通过这样一种比较所述控制单 元可以以较简单的方式确定最佳的开关时间点。在此基于提供所述 测量信号的特别的方式和方法，可以在电路技术上有利地选取大致 为0伏特的阈值。基于本发明人的内部运行的认识的较早期的用于 确定最佳开关时间点的技术方案采用直接测量在开关晶体三极管上 的电压。然而，由于末级中压电致动器的数百伏特范围内的相对高 的电压，必须首先把该电压强烈地分压，以得到对通常的比较器适 当的电压电平。此外，在逐渐达到极限值的情况下出现比较高的测 量不准确度。这种缺点用本发明克服了。例如如果应当识别正弦波 振荡的峰值，则为此简单的是，检测根据本发明采用的测量信号(＝ 时间上对电压求导数)的过零点。

在一个扩展中规定，在运行所述电路装置时将测量信号与多个阈 值相比较，也就是说例如采用这样的比较器，在运行所述电路装置 时所述比较器的对应于所述阈值的基准被变化。

在运行所述电路装置时所述阈值的可变化性具有特别的优点，即 如果降在所述电流测量电阻上的电压的极限值在一定的时间段上存 在，也就是说涉及“时间上延展的”最大值或者最小值，那么就可 以以较简单的方式较好地检测降在所述电流测量电阻上的电压极限 值的达到。于是达到最大值可以用小的正阈值(对应于刚好在达到 所述最大值前的电压曲线的正向上升)来检测，相对地达到最小值 可以采用小的负阈值(对应于达到所述最小值前的电压特性的负向 上升)来检测。因为通过采用的电路设计和采用的器件的电气特性 来确定所述振荡过程的大致时间曲线，所以在实际中相应“实时地” (脉动地)转换到两个预先给定的阈值之一上(以交替地检测降在 电容或者开关上的最大值和最小值)是毫无困难的。

为了使降在电容上的电压代表降在所涉开关上的电压，例如可以 规定，将所述电容布置在并联于所涉开关的线路中。由此确保，在 开关上的较大的电压决定在所述电容上的对应地较大的电压。如果 所述电流测量电阻作为旁路电阻以相较的方式被构建成较小的电阻 并且与所述电容一起构成该并联电路，那么就可以相对于降在所述 电容上的电压忽略降在该电阻上的电压。在此情况下降在所述电容 上的电压近似等于降在所述开关上的电压。

在一个扩展中规定，由所述电容和所述电流测量电阻构成的串联 电路并联连接另一个电容。这种把电容划分到两个并联支路上对于 该电路部分的电气特性几乎不起任何作用，然而在实际中它却在实 现所述电流测量电阻方面具有重大的优点。即为了最低化欧姆损 耗，该电流测量电阻本应当具有尽可能小的电阻值，这一般导致较 高的成本。在把电容划分到多个并联的支路中的情况下，在预先给 定的功耗的情况下却可以趋向于具有较大的电阻值，并因此可成本 低地实现。如果所述另一个电容大于与所述电流测量电阻并联的电 容，尤其是例如以高于10的倍数，则该优点特别地大。

尤其是在用于对喷油器的压电致动器进行充电和放电的电路装 置的情况下，为了准确地定量配送喷油量，一般地要求给压电致动 器分配串联的电流测量电阻，以借助于降于其上的电压检测充电电 流或者放电电流。在本发明范畴内该压电电流测量电阻的布置可以 在一个特定的实施方式中使用，其方式是所述振荡回路装置的电容 与该本来就设置的电流测量电阻串联。从而可以节省相对昂贵的旁 路电阻的成本。

下面参照附图借助于实施例进一步地说明本发明。

图1是用于控制至少一个压电致动器的末级的主要器件的方框 图，

图2是图1的电路装置中的一些信号曲线的图示，

图3示出根据另一个实施方式的末级，

图4a是充电时图3所示的电路装置中的一些信号曲线的图示，

图4b是放电时图3所示的电路装置中的一些信号曲线的图示，

图5示出根据又一个实施方式的末级，

图6是图5所示的电路装置中的一些信号曲线的图示，以及

图7是表现将末级中采用的储能电容划分成两个并联支路的图 示。

图1中示出总体上用10指代的用于控制汽车喷油装置的多个压 电致动器的末级。为了简化图示，只示出通过充电和放电控制的压 电致动器，并且所述压电致动器用Cp标出。可以以完全公知的方式 用一个末级或者说一个所谓的末级的“bank”控制多个喷油器，例 如通过在末级与单个的压电致动器cp之间的电路连接中的选择开关 的安排。

下面首先说明图1所示的电路装置的结构。末级10由电源电压 UB(例如200V)供电，所述电源电压由DC/DC变换器的输出端提供， 并且如图1中所示通过缓冲电容器稳压。

该电源电压UB被施加在第一电源端子与第二电源端子(汽车地 GND)之间，其中在这些电源端子之间安排由两个可控制的开关组成 的串联电路，在所示的实施例中这两个可控制的开关由场效应晶体 管T1和T2构成。相应并联于所述开关T1、T2示出的二极管符号化表 示所采用的FET的基片二极管。在其它的半导体开关器件构成中可 以分开地安排这些二极管。

作为该开关装置的中心抽头可以看到电路节点K，从该电路节点 K一方面电气线路通过电感L通到压电致动器Cp的第一端子(“高 端”)并且另一方面电气线路通过储能电容Cu和与之串联安排的电 流测量电阻RS2通到地GND。也就是，由电容Cu和电阻RS2组成的串 联电路并联于第二开关T2。被看作该串联电路中心抽头的电路节点M 提供电压信号UIC，该电压信号作为测量值被输送至控制单元ST。该 控制单元ST在其输出端提供这两个开关T1、T2的控制信号。在该情 况下这是构成为FET的开关的相应的栅极电位。

压电致动器Cp的另一个端子经过另一个电流测量电阻RS1通到地 GND。

还有代表在对电致动器Cp进行充电和放电压时流过的电流的、 在电流测量电阻Rs1上分出的电流测量信号被输送到所述控制单元ST 并且用在受调节的控制的范畴内。然而这在图中没有示出，因为该 电流测量和基于其上的控制对所属领域技术人员是公知的并且对理 解本发明是不重要的。

下面参照图1和图2说明末级10的工作方式。

图1中所示的电容Cu与充电电感L一起构成振荡回路部分，所 述振荡回路部分按正确的节律(Rhythmus)由开关T1、T2的接通和断 开来激励。

图2示出在对压电致动器Cp进行充电的情况下如图1中所示的 电路装置中的一系列信号的时间曲线。这些信号具体地是出现电路 节点K上的电压US(图2a)、流过电感的电流(充电电流或者放电 电流)IL(图2b)、在电流测量电阻RS2(电路节点M)处量取的电 流电压UIC(图2c，粗实线)和包含在控制单元ST中的比较器的输 出信号(图2d)comp，所述比较器把电流测量电压UIC与阈值电压Uth1、 Uth2(图2c，虚线)之一相比较。为了可靠地检测正确的开关时间点， 从一个阈值电压到另一个阈值电压的过渡和相反的过渡不是跳跃地 进行而是逐渐地进行(比较图2c，细实线)。

压电致动器Cp的充电和放电通过振荡回路装置上的振荡过程实 现，所述振荡回路装置在图中所示的例子中由压电致动器Cp本身、 电感L以及存储电容Cu构成。在对压电致动器进行充电的情况下通 过多次按时间脉冲地接通第一开关T1来经由电感L“按部分地”向 压电致动器Cp中转送进电荷。

假定在时间点t1(图2)在储能电容Cu上有全部电源电压UB并 且在该时间点，在后面也称为充电开关的第一开关T1接通。结果是， 在称为T1on的时段中线性上升的电流IL(充电电流)流过电感L。 在稍后的时间点t1′充电开关T1又断开，其中准确的时间点例如可以 由控制单元ST这样地规定，使得只要在借助于所述另一个电流测量 电阻Rs1测量的充电电流达到预先给定的最大值Imax，就立即进行所 述关断。

在随后的时间段T1off中电流IL从该最大值Imax开始重新下降， 其中所述电流首先通过储能电容Cu放电提供，并且如果电容Cu完 全放电了，则该电流经由在整个充电过程中断开的第二开关T2的二 极管(空程二极管)被提供。在该时刻压电致动器Cp的充电在一定 的程度上通过储存在电感L中的能量向压电致动器Cp上的转送来实 现。该时间上的过程根本上由“LC装置”(由电感和压电致动器组 成的串联电路)的特性确定，所述LC装置构成全部振荡回路装置的 一部分。

在时间段T1off末端充电电流IL停止以后，该电流的符号转向， 也就是说电流经由电感L流回到所述末级中，从而在电路节点K上 的电压Us和降在电容Cu上的电压重新上升。在该阶段中回摆的能 量有利地被储存在电容Cu中并且提供用于另一次充电压电致动器的 下一个振荡过程。

只要降在电容Cu上的电压Us一重新达到其最大值，充电开关T1 就立即接通。因此重复所说明的过程。为了在其效率方面优化所述 末级，确定“正确的开关时间点”t1有重要的意义，因为不然就会 出现显著的损耗。还可以通过适当地选择该开关时间点t1急剧地降 低电磁干扰。

由所述控制单元ST进行的导通时间点t1的确定基于识别电压US 达到其最大值的这个时间点。为此目的，经电路节点M向控制单元 ST输送降在电流测量电阻RS2上的电压UIC。只要该电压UIC一低于近 似于在零(正)确定的阈值Uth1，所述控制单元ST就产生关闭信号。 所述达到低的阈值等义于几乎还很少改变的电压US，这又对达到Us 的最大值是表征性的。该最大值作为振荡过程结束的指示因此具有 高的可靠性并且可以简单地实现。

通过同步地切换比较器阈值(从Uth1切换到Uth2和反向的切换)， 对于识别开关时间点(t1和t2)，一个单个的比较器就足够了。这 种同步的切换在图2d所示中已经考虑到了。在采用Uth1识别开关时 间点t1和采用Uth2确定开关时间点t2(在放电的情况下)的情况下 得到所示的比较结果comp。

还针对其中由于在开关T1、T2上的电压降不能够达到0V的情况 给出该末级的优点。重要的是，所说明的确定开关时间点的方式方 法基于识别的最小值或者最大值(电压Us)。

本发明所基于的工作原理尤其可以用于所有的准谐振的开关 级。

压电致动器Cp的放电以对应的方式通过多次地操作第二个、称 为放电开关的开关T2进行。

不同于所示的实施例，例如储能电容Cu还可以与充电开关T1相 并联。

在以下的其它实施例的说明中基本上着眼于与已经说明的实施 例的区别，而其余的因此强调参阅对以上实施例的说明。

图3示范性地围绕另一种电路拓扑示出识别适当的开关时间点 的工作原理，所述电路拓扑用另一个在纵向分枝中的储能电容CL工 作，并且可以以升压变换模式运行，其中例如用只对应于最高施加 在压电致动器Cp上的电压(在此：200V)的一半的电源电压UB(在 此：100V)就够了。

出于简化图示的原因，在图3中去掉了设置用于控制这两个开关 T1和T2的控制单元ST。在图4a和图4b中既对充电过程(图4a)也 对放电过程(图4b)示出所得出的信号曲线。

由升压变换原理决定图3中所示的末级10a不论是在压电致动器 Cp的充电还是放电的情况下这两个开关T1、T2都交替地在一定的时 间段上接通，所述时间段在图4中用T1on和T2on标出。

在充电和放电时的振荡过程在振荡回路装置上进行，所述振荡回 路装置包括第一电感L1、第二电感L2、第一电容Cu、第二电容CL 以及压电致动器Cp。

其结构如下：电源电压UB的正极经由第一电感L1通到电路节点 K，从该电路节点K第一线路经过由电容Cu和电流测量电阻Rs组成 的串联电路通到地GND。在所述串联电路的中间抽头又提供测量信号 (电压URS)作为(未示出的)控制单元ST的输入量。与该串联电路 并联的是第一开关T1连同空程二极管。此外该第一开关T1并联于由 另一个电容CL和另一个电感L2组成的串联电路。处于这两个器件之 间的电路节点经过第二开关T2连同空程二极管最后在纵向分支中进 一步通到压电致动器Cp的正控制端子。在具有该压电致动器的串联 电路中又可以布置电流测量电阻(图中未示出)用于测量充电电流 和放电电流。

在时间点t1电容CL充满电并且接通开关T1。由此电容CL经第二 电感L2放电。在该振荡过程中从CL向L2转送能量。由此流过L2的 电流上升并且还在时间点t1′断开开关T1以后仅逐步地下降。在时间 点t2接通第二开关T2导致充电的电流IL流入压电致动器Cp中。然 后出现另一个能量从L2向Cp的另一个振荡过程。在该充电电流IL 变换了其符号后不久再次断开第二开关T2(时间点t2′)。还继续沿 相反方向流动的电流IL再次充电所述另一个电容CL。在一定的延迟 以后重复所说明的振荡过程(按时间脉冲的充电)。

图4b示出在(按时间脉冲地)对先前充电的压电致动器Cp进行 放电的过程中对应的时间曲线。

对于图3中所示的末级10a，有利的是，确定开关T1和T2的最 佳开关时间点，也就是说确定时间点t1和t2，既在充电时也在放电 时进行。

图5示出另一个末级10b，所述末级10b的拓扑被选择为类似于 参照图1所说明的电路装置。

对图1所示的末级10的一个重要区别却在于，把本来就有的用 于测量充电电流和放电电流的电流测量电阻RS被用于提供所提及的 控制单元ST(图中未示出)的测量信号。为此目的把储能电容Cs与 压电致动器Cp一起接通到其“测量端”，如在图5中所示。

由此得出的，有些复杂的信号曲线在图6以充电过程的例子示 出。

又可以有利地借助于比较在电路节点M上量取的测量电压URS来 确定开关T1和T2的最佳开关时间点。在所示的电路例子中这是充 电时的时间点t1和放电时的t2。

在分析测量信号URS时可以通过对应的逻辑以嵌入的时间上的容 差构成来自对应的比较器脉冲的正确选择。这一般地在集成的控制 电路的情况下毫无问题地是可能的并且最终节省部件和成本。甚至 可以由此降低测量电阻Rs中的功耗。

节省相对昂贵的旁路电阻的成本的另一个可能性在于，把所述储 能电容划分成两个相互并联的电容器，其中其一个只提供转送原理 所需总电容的一部分。这种电容的划分示于图7中。

代替一个由Cu和RS组成的简单串联电路(图7左)可以有利地 在上述末级的情况下在电容Cu2和一个电流测量电阻RS的主要的串联 电路上并联地添加另一个电容Cu1(图7右)。从而显著地降低对旁 路电阻的功率特性的要求，于是例如可以把该旁路电阻简单地构成 为小片电阻(Chipwiderstand)。一定的情况下可以由此较好地优 化电路板的布局，因为经电流测量电阻的电流路径流过相对小的电 流。