基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法
专利汇可以提供基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且一种基于下行导频信道 信号 获得有效路径相对时延的方法，包含以下步骤：1.信道估计；2.信道估计滤波；3.搜索信道估计滤波后的有效路径；4.有效路径的范围限制。本 发明 提供的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，在计算滤波的信道估计后，求出准确的分离路径信息，从而获得系统的有效路径信息；当有效路径的时延范围小于系统容许的最大估计窗长度时，本方法将进行取舍以得到最优的有效径路径信息，由此可提高系统的整体接收性能，同时节省计算量。，下面是基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法专利的具体信息内容。
1.一种基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，包含以下步骤：步骤1、利用导频的训练序列对接收信道的信道情况进行估计，并求出导频信道的信道估计的模；步骤2、信道估计滤波；步骤3、从经过滤波的信道估计q中，搜索有效达到路径；步骤4、根据系统可以支持的有效路径的范围，对步骤3中的得到的有效路径范围加以限制。
2.如权利要求1所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤1包含以下步骤：步骤1.1、计算信道估计h(k)：h(k)=Σi=0N-1e(k+i*R)×s(i)*;]]>其中：N为训练序列的相关长度；R为信道估计的过采样倍数；k＝0，1，2...，K-1，K是事先设定的定时捕捉系统信道估计的捕捉长度；s(i)为导频产生的训练序列，s(i)*是对导频训练序列s(i)的共轭，e(i)为接收信号；步骤1.2、计算信道估计的模p(k)：p(k)=||h(k)||pp;]]>其中：‖h(k)‖p是指对h(k)取p范数；p＝1时，对h(k)取模，p＝2时，对h(k)取功率。
3.如权利要求1所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤2中，当在信道估计滤波的过程中，不需要改变过采样的倍数时，采用以下方法进行信道估计滤波，得到qn+1(k)：qn+1(k)=qn(k)×α+p(K-Δ+k)×(1-α),0≤k<Δqn(k)×α+p(k-Δ)×(1-α),Δ≤k≤K-1;]]>其中，α为滤波器系数，即遗忘因子；Δ为序列的累积移位值，Δ＝mod(Δ0，K)，即Δ为Δ0/K的余数，Δ0为累积的调整量，即所有调整量的累加和，K为由通讯系统的设计所决定的定时系统中，考虑了系统过采样的定时信道估计窗的长度。
4.如权利要求1所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤2中，当在信道估计滤波的过程中，需要改变过采样的倍数时，采用以下方法进行信道估计滤波，得到qn+1(k)：qn+1(H×k+i)=qn(H×k+i)×α+p(K-Δ+k)×(1-α),0≤k<Δqn(H×k+i)×α+p(k-Δ)×(1-α),Δ≤k≤K-1;]]>其中，α为滤波器系数，即遗忘因子；Δ为序列的累积移位值，Δ＝mod(Δ0，K)，即Δ为Δ0/K的余数，Δ0为累积的调整量，即所有调整量的累加和，K为由通讯系统的设计所决定的定时系统中，考虑了系统过采样的定时信道估计窗的长度；i为采样的相位，i＝0，1，…，H-1，H表示采样倍速的变化。
5.如权利要求1所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤3具体包含以下步骤：步骤3.1、计算路径搜索门限，该门限从时延谱平均噪声和时延谱最大值得到，并在基于噪声和最大值的两个门限中选取较大值作为最终的有效到达路径的判决门限Th；步骤3.2、路径判断，判断在滤波后的时延谱q中的路径是否超过由步骤3.1得到的路径判决门限Th，超过门限者，判定为有效达到路径Ф；没有超过路径判决门限Th的值被认为是噪声路径，该噪声和其所对应的位置信息为计算噪声门限所对应的噪声位置信息。
6.如权利要求5所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤3.1具体包含以下步骤：步骤3.1.1、计算平均噪声PNoise，利用最近一次的有效路径的位置信息Ф，获得噪声路径的位置，通过对有关噪声路径上的时延谱求平均得到；步骤3.1.2、计算噪声门限ThNoise，通过将步骤3.1.1所述的平均噪声PNoise偏移事先设定的倍数KNoise，即ThNoise＝PNoise*KNoise，式中，KNoise为事先设定的噪声相对门限的偏移值；步骤3.1.3、计算最大值门限Thmax，在滤波后的时延谱中搜索最大值Pmax，由该最大值Pmax偏移事先设定的倍数，即ThMax＝PMax*KMax，式中，KMax为事先设定的最大值的相对门限的偏移值；步骤3.1.4、计算路径判决门限Th，其为噪声门限ThNoise和最大值门限Thmax中的大者，即Th＝max(ThNoise，Thmax)。
7.如权利要求1所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤4具体包含以下步骤：步骤4.1、根据各个有效到达路径的时延信息，计算此时的最大路径时延扩展Tlen；步骤4.2、根据接收系统的配置，计算当前系统支持的估计窗长度的最大值W；步骤4.3、当系统的最大路径时延扩展大于系统支持的估计窗长度的最大值，即Tlen＞W时，启动步骤4.4，否则运行步骤4.7；步骤4.4、确定各个虚拟估计窗的位置，根据分离的有效到达路径的位置和系统支持的估计窗长度的最大值W，确定此时各个虚拟估计窗的可能的位置；步骤4.5、计算各个虚拟估计窗的权函数权值；步骤4.6、选取最大的权值所对应的虚拟估计窗为最优虚拟估计窗，其窗的起点记为τ；步骤4.7、输出最优虚拟估计窗的起始位置信息τ和路径集合ψ。
8.如权利要求7所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤4.1中，计算最大路径时延扩展Tlen的方法为：Tlen＝P1-P0；其中，P0为首条有效路径到达的时间，P1为最后一条有效路径的到达时间。
9.如权利要求7所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤4.2中，计算当前系统支持的估计窗长度的最大值W的方法为：W＝floor(LChe/KCell)；式中，LChe是系统的初级窗长度，KCell是系统消息配置参数，函数floor(x)是指对x取整数部分。(估计窗长度的最大值W的计算方法，是按照之前“基于串行干扰消除的定时跟踪系统的定时跟踪和捕捉方法”这个发明专利中的描述，请发明人确认是否止确，并给出正确的计算W的方法，谢谢！)
10.如权利要求7所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤4.4中按如下方法确定各个虚拟估计窗的位置：自第一条到达的有效到达路径算起，向后长W的窗为第一个虚拟估计窗；然后从前一个虚拟估计窗中所包含的第二条有效路径算起，向后长W的窗为第二个虚拟估计窗，依次类推，直到确定最后一个虚拟估计窗为止。
11.如权利要求10所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤4.4中，当新确定的一个虚拟估计窗中所包含的有效路径已经全部存在于前一个确定的虚拟估计窗中，则该新确定的虚拟估计窗无效，由此确定，在此之前确定的虚拟估计窗为最后一个虚拟估计窗。
12.如权利要求7所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，所述的步骤4.5中，按照如下方法计算各个虚拟估计窗的权函数权值：w=Σip(i);]]>其中，p(i)为第i条有效到达路经的能量。
13.如权利要求7所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，当所述的步骤4.7是直接从步骤4.3跳转来时，即在Tlen≤W的情况下，输出的起始位置τ为系统当前的定时点，而最优虚拟估计窗包含的有效路径集合ψ等同与系统有效路径集合Ф。
14.如权利要求7所述的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其特征在于，当所述的步骤4.7是从步骤4.6顺序得到时，即在Tlen＞W的情况下，输出最优虚拟估计窗的起始位置τ，和该最优虚拟估计窗的窗内所包含的各个有效到达路径形成的有效径集合ψ。
基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法
技术领域
背景技术
发射装置会发射不同类型的训练序列，在时分同步码分多址系统中，存在下行导频信号，这个信号以全向天线的方式对整个小区内的信号有效，该训练序列的信号具有用于小区搜索，定时同步的获取等功能。另外对于每一个目标用户也存在时隙训练序列，即发送端发射的与时隙相关的训练序列，该序列的信道估计可以用于进行解调，测量等信道估计。
在接收系统中，很多系统模块都需要准确获得有关的信道传播环境的信息，这些都表现为有效路径的相对时延，通过该有效路径的相对时延信息，用于解调模块和测量模块等在特殊点上获得有效到达的路径的数据信息。有效路径信息可以由位于信道时隙的训练序列得到，在时分同步码分多址系统中，由于在同一个时隙中，存在比较强的多址干扰，会造成位于时隙的训练序列的信道估计的性能下降，而无法获得准确的信道情况，同时也不利于接收和测量等模块的工作。
同时，在无线信道中存在严重的衰落和干扰，为了对抗无线信道的中存在的噪声和衰落，在求出瞬时信道估计以后，需要对信道估计进行必要的数学处理，才能获得较好的定时估计效果，得到对信道相对路径相对准确的估计。
最后，在时分同步码分多址系统内的接收窗的长度是有限的，即接收系统中系统估计窗的长度是有限的，当时延扩展比较严重的时候，尤其是当时延扩展大于系统能支持的最大的时延长度的时候，也必须对所有的有效信息进行取舍。
因此为了能获得良好的接收效果必须选取干扰比较轻的训练序列，并对该训练训练得到的信道估计进行特殊的数学处理，同时要兼顾系统有限长的估计窗的特点，估计系统的传播特征，即有效到达多经的相对时延，以提高系统的整体接收性能。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供一种基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其包含以下步骤：步骤1、利用导频的训练序列对接收信道的信道情况进行估计，并求出导频信道的信道估计的模；步骤1.1、计算信道估计h(k)：h(k)=Σi=0N-1e(k+i*R)×s(i)*;]]>其中：N为训练序列的相关长度；R为信道估计的过采样倍数；k＝0，1，2...，K-1，K是事先设定的定时捕捉系统信道估计的捕捉长度；s(i)为导频产生的训练序列，s(i)*是对导频训练序列s(i)的共轭，e(i)为接收信号；步骤1.2、计算信道估计的模p(k)：p(k)=||h(k)||pp;]]>其中：‖h(k)‖p是指对h(k)取p范数；p＝1时，对h(k)取模，p＝2时，对h(k)取功率。
步骤2、信道估计滤波；当在信道估计滤波的过程中，不需要改变过采样的倍数时，采用以下方法进行信道估计滤波，得到qn+1(k)：qn+1(k)=qn(k)×α+p(K-Δ+k)×(1-α),0≤k<Δqn(k)×α+p(k-Δ)×(1-α),Δ≤k≤K-1;]]>
其中，α为滤波器系数，即遗忘因子；Δ为序列的累积移位值，Δ＝mod(Δ0，K)，即Δ为Δ0/K的余数，Δ0为累积的调整量，即所有调整量的累加和，K为由通讯系统的设计所决定的定时系统中，考虑了系统过采样的定时信道估计窗的长度。
当在信道估计滤波的过程中，需要改变过采样的倍数时，采用以下方法进行信道估计滤波，得到qn+1(k)：qn+1(H×k+i)=qn(H×k+i)×α+p(K-Δ+k)×(1-α),0≤k<Δqn(H×k+i)×α+p(k-Δ)×(1-α),Δ≤k≤K-1;]]>其中，α为滤波器系数，即遗忘因子；Δ为序列的累积移位值，Δ＝mod(Δ0，K)，即Δ为Δ0/K的余数，Δ0为累积的调整量，即所有调整量的累加和，K为由通讯系统的设计所决定的定时系统中，考虑了系统过采样的定时信道估计窗的长度；i为采样的相位，i＝0，1，…，H-1，H表示采样倍速的变化。
步骤3、从经过滤波的信道估计q中，搜索有效达到路径，具体包含以下步骤：步骤3.1、计算路径搜索门限，该门限从时延谱平均噪声和时延谱最大值得到，并在基于噪声和最大值的两个门限中选取较大值作为最终的有效到达路径的判决门限Th，该判决门限用于路径判断；具体包含以下步骤：步骤3.1.1、计算平均噪声PNoise，利用最近一次的有效路径的位置信息Φ，获得噪声路径的位置，通过对有关噪声路径上的时延谱求平均得到；步骤3.1.2、计算噪声门限ThNoise，通过将步骤3.1.1所述的平均噪声PNoise偏移事先设定的倍数KNoise，即ThNoise＝PNoise*KNoise，式中，KNoise为事先设定的噪声相对门限的偏移值；步骤3.1.3、计算最大值门限Thmax，在滤波后的时延谱中搜索最大值Pmax，由该最大值Pmax偏移事先设定的倍数，即ThMax＝PMax*KMax，式中，KMax为事先设定的最大值的相对门限的偏移值；步骤3.1.4、计算路径判决门限Th，其为噪声门限ThNoise和最大值门限Thmax中的大者，即Th＝max(ThNoise，Thmax)；步骤3.2、路径判断，判断在滤波后的时延谱q中的路径是否超过由步骤3.1得到的路径判决门限Th，超过门限者，判定为有效达到路径Φ；没有超过路径判决门限Th的值被认为是噪声路径，该噪声和其所对应的位置信息，即为计算噪声门限所对应的噪声位置信息。
步骤4、有效路径范围限制：根据系统可以支持的有效路径的范围，对步骤3中的得到的有效路径范围Φ加以限制，进一步得到有效路径范围Ψ，具体包括以下步骤：步骤4.1、根据各个有效到达路径的时延信息，计算此时的最大路径时延扩展Tlen：Tlen＝Pt-P0，其中，P0为首条有效路径到达的时间，Pt为最后一条有效路径的到达时间；步骤4.2、根据接收系统的配置，计算当前系统支持的估计窗长度的最大值W：W＝floor(LChe/KCell)，式中，LChe是系统的初级窗长度，KCell是系统消息配置参数，函数floor(x)是指对x取整数部分；步骤4.3、当系统的最大路径时延扩展大于系统支持的估计窗长度的最大值，即Tlen＞W时，启动步骤4.4，否则运行步骤4.7；步骤4.4、确定各个虚拟估计窗的位置，根据分离的有效到达路径的位置和系统支持的估计窗长度的最大值W，确定此时各个虚拟估计窗的可能的位置；根据如下方法确定各个虚拟估计窗的位置：自第一条到达的有效到达路径算起，向后长W的窗为第一个虚拟估计窗；然后从前一个虚拟估计窗中所包含的第二条有效路径算起，向后长W的窗为第二个虚拟估计窗，依次类推，直到确定最后一个虚拟估计窗为止；当新确定的一个虚拟估计窗中所包含的有效路径已经全部存在于前一个确定的虚拟估计窗中，则该新确定的虚拟估计窗无效，由此可确定，在此之前确定的虚拟估计窗为最后一个虚拟估计窗；步骤4.5、计算各个虚拟估计窗的权函数权值，方法如下：w=Σi′p(i);]]>其中，p(i)为第i条有效到达路经的能量，该方法也就是求出在所述虚拟估计窗中的所有有效路径的功率和；步骤4.6、选取最大的权值所对应的虚拟估计窗为最优虚拟估计窗，其窗的起点记为τ；步骤4.7、输出最优虚拟估计窗的起始位置信息τ和路径集合Ψ；
当本步骤是直接从步骤4.3跳转来时，即在Tlen≤W的情况下，输出的起始位置τ为系统当前的定时点，而最优虚拟估计窗包含的有效路径集合Ψ等同与系统有效路径集合Φ；当本步骤是从步骤4.6顺序得到时，即在Tlen＞W的情况下，输出最优虚拟估计窗的起始位置τ，和该最优虚拟估计窗的窗内所包含的各个有效到达路径形成的有效径集合Ψ。
本发明提供的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，在计算滤波的信道估计后，求出准确的分离路径信息，从而获得系统的有效路径信息；如果当前的有效路径的时延范围小于系统容许的最大估计窗长度时，本方法将进行取舍以得到最优的有效径路径信息，由此可提高系统的整体接收性能，同时节省计算量。
附图说明
图1为本发明提供的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法的流程图；图2为本发明中所述的信道估计滤波步骤的示意图；图3为本发明中所述的搜索有效达到路径步骤的示意图；图4为本发明中所述的各个虚拟估计窗的位置选取步骤的示意图。
具体实施方式
如图1所示，本发明提供一种基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，其包含以下步骤：步骤1、利用导频的训练序列对接收信道的信道情况进行估计，并求出导频信道的信道估计的模；设接收信号为e(i)，该接收信号是经过接收滤波器的信号，设本地产生的训练序列为s(i)，该训练序列与发送装置使用的训练序列的码字一致，其由接收装置内部产生；步骤1.1、计算信道估计h(k)：h(k)=Σi=0N-1e(k+i*R)×s(i)*;]]>
其中：N为训练序列的相关长度；R为信道估计的过采样倍数；k＝0，1，2...，K-1，K是事先设定的定时捕捉系统信道估计的捕捉长度；s(i)由协议规定计算得到，s(i)*是对本地训练序列s(i)的共轭，e(i)为接收信号；步骤1.2、计算信道估计的模p(k)：p(k)=||h(k)||pp;]]>其中：‖h(k)‖p是指对h(k)取p范数；p＝1时，对h(k)取模，p＝2时，对h(k)取功率。
步骤2、如图2所示，为了对抗无线信道中存在的噪声和衰落，在求出瞬时信道估计以后，需要对信道估计进行滤波；当在信道估计滤波的过程中，不需要改变过采样的倍数时，采用以下方法进行信道估计滤波，得到qn+1(k)：qn+1(k)=qn(k)×α+p(K-Δ+k)×(1-α),0≤k<Δqn(k)×α+p(k-Δ)×(1-α),Δ≤k≤K-1;]]>其中，α为滤波器系数，即遗忘因子；Δ为序列的累积移位值，Δ＝mod(Δ0，K)，即Δ为Δ0/K的余数，Δ0为累积的调整量，即所有调整量的累加和，K为由通讯系统的设计所决定的定时系统中，考虑了系统过采样的定时信道估计窗的长度。
当在信道估计滤波的过程中，需要改变过采样的倍数时，采用以下方法进行信道估计滤波，得到qn+1(k)：qn+1(H×k+i)=qn(H×k+i)×α+p(K-Δ+k)×(1-α),0≤k<Δqn(H×k+i)×α+p(k-Δ)×(1-α),Δ≤k≤K-1;]]>其中，α为滤波器系数，即遗忘因子；Δ为序列的累积移位值，Δ＝mod(Δ0，K)，即Δ为Δ0/K的余数，Δ0为累积的调整量，即所有调整量的累加和，K为由通讯系统的设计所决定的定时系统中，考虑了系统过采样的定时信道估计窗的长度；i为采样的相位，i＝0，1，…，H-1，H表示采样倍速的变化，例如，当采样由2倍速变为4倍速时，i∈{0，1}，H＝2。
步骤3、如图3所示，从经过滤波的信道估计q中，搜索有效达到路径，具体包含以下步骤：步骤3.1、计算路径搜索门限，该门限从时延谱平均噪声和时延谱最大值得到，并在基于噪声和最大值的两个门限中选取较大值作为最终的有效到达路径的判决门限Th，该判决门限用于路径判断；具体包含以下步骤：步骤3.1.1、计算平均噪声PNoise利用最近一次的有效路径的位置信息Φ，获得噪声路径的位置，通过对有关噪声路径上的时延谱求平均得到；步骤3.1.2、计算噪声门限ThNoise，通过将步骤3.1.1所述的平均噪声PNoise偏移事先设定的倍数KNoise，即ThNoise＝PNoise*KNoise，式中，KNoise为事先设定的噪声相对门限的偏移值；步骤3.1.3、计算最大值门限Thmax在滤波后的时延谱中搜索最大值Pmax，由该最大值Pmax偏移事先设定的倍数，即ThMax＝PMax*KMax，式中，KMax为事先设定的最大值的相对门限的偏移值；步骤3.1.4、计算路径判决门限Th，其为噪声门限ThNoise和最大值门限Thmax中的大者，即Th＝max(ThNoise，Thmax)；步骤3.2、路径判断，判断在滤波后的时延谱q中的路径是否超过由步骤3.1得到的路径判决门限Th，超过门限者，判定为有效达到路径Φ；没有超过路径判决门限Th的值被认为是噪声路径，该噪声和其所对应的位置信息，即为计算噪声门限所对应的噪声位置信息。
步骤4、有效路径范围限制：根据系统可以支持的有效路径的范围，对步骤3中的得到的有效路径范围Φ加以限制，进一步得到有效路径范围Ψ，具体包括以下步骤：步骤4.1、根据各个有效到达路径的时延信息，计算此时的最大路径时延扩展Tlen：Tlen＝Pt-P0，其中，P0为首条有效路径到达的时间，Pt为最后一条有效路径的到达时间；如图4所示，P1为最早到达的有效路径，P5为最晚到达的有效路径，则最大时延扩展即为P1和P5之间的距离Tlen；步骤4.2、根据接收系统的配置，计算当前系统支持的估计窗长度的最大值W：W＝floor(LChe/KCell)，式中，LChe是系统的初级窗长度，KCell是系统消息配置参数，函数floor(x)是指对x取整数部分；步骤4.3、当系统的最大路径时延扩展大于系统支持的估计窗长度的最大值，即Tlen＞W时，启动步骤4.4，否则运行步骤4.7；步骤4.4、确定各个虚拟估计窗的位置，根据分离的有效到达路径的位置和系统支持的估计窗长度的最大值W，确定此时各个虚拟估计窗的可能的位置；根据如下方法确定各个虚拟估计窗的位置：如图4所示，自第一条到达的有效到达路径P1算起，向后长W的窗为第一个虚拟估计窗W1，该虚拟估计窗W1中包含了P1，P2和P3这3条有效路经，而不包含P4和P5这2条有效路径；然后从前一个虚拟估计窗W1中所包含的第二条有效路径P2算起，向后长W的窗为第二个虚拟估计窗W2，该虚拟估计窗W2包含了P2，P3，P4有效到达路径，而不包含P1和P5的有效路径；同理从W2的第二条有效路径P3向后选取W长的窗可以构成第二个虚拟估计窗W3，W3中包含P3，P4，P5的有效路径。
当新确定的一个虚拟估计窗中所包含的有效路径已经全部存在于前一个确定的虚拟估计窗中，则该新确定的虚拟估计窗无效，由此可确定，在此之前确定的虚拟估计窗为最后一个虚拟估计窗；如图4所示，自虚拟估计窗W3的第二条有效路径P4向后选取W长的虚拟估计窗则不再认为是有效的虚拟估计窗，因为在有效路径P5之后没有新的有效路径到达了，故W3是最后一个虚拟估计窗。
为了能够合理的丢弃时延过长的路径，因此需要对所有可能的虚拟估计窗W1，W2，W3进行选取，依据有关的系统是否使用智能天线或者当前估计窗的最大长度W和由有关路径的功率和或者信噪比生成的权函数等因素进行判断，选取对系统性能最优的估计窗。
步骤4.5、计算各个虚拟估计窗的权值，具体采用如下方法：采用权函数求各个虚拟估计窗的功率和，即对落在该虚拟估计窗中的各个有效路径的功率求和：w(vir_n)=Σi′ϵ(vir_n)p(i);]]>1=Σk=1Nϵ(vir_k);]]>其中，p(i)为第i条有效到达路经的能量，ε(vir_n)表示第n个估计窗的权值；步骤4.6、选取最大的权值所对应的虚拟估计窗为最优虚拟估计窗，其窗的起点记为τ；如图4所示，估计窗W1的对应虚拟首径位置为Tvir1，估计窗W2的对应虚拟首径位置为Tvir2；
步骤4.7、输出最优虚拟估计窗的起始位置信息τ和路径集合Ψ；当本步骤是直接从步骤4.3跳转来时，即在Tlen≤W的情况下，输出的起始位置τ为系统当前的定时点，而最优虚拟估计窗包含的有效路径集合Ψ等同与系统有效路径集合Φ；当本步骤是从步骤4.6顺序得到时，即在Tlen＞W的情况下，输出最优虚拟估计窗的起始位置τ，和该最优虚拟估计窗的窗内所包含的各个有效到达路径形成的有效径集合Ψ。
本发明提供的基于下行导频信道信号获得有效路径相对时延的方法，在计算滤波的信道估计后，求出准确的分离路径信息，从而获得系统的有效路径信息；如果当前的有效路径的时延范围小于系统容许的最大估计窗长度时，本方法将进行取舍以得到最优的有效径路径信息，由此可提高系统的整体接收性能，同时节省计算量。
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