[0002] 本申请要求标题都为“I/Q Calibration Techniques”的、提交于2007年10月1日的美国临时申请第60/976,695号和提交于2007年10月2日的美国临时申请第60/977,020号的按35USC 119(e)规定的权益，通过引用将这两个申请的全部内容合并于此。
背景技术
[0003] 在具有模拟或RF复
信号路径的系统比如直接转换和低IF接收器系统中，需要校准该系统的同相(I)和
正交(Q)幅度和
相位信号的平衡。这是重要的，因为失衡通过将复路径中的负
频率折叠到期望信号上而在接收信号内生成干扰。在直接转换接收器中，该过程造成信号折叠到自身上，并且是众所周知的问题。因折叠导致的干扰被抑制的程度被称为边带抑制度(sideband rejection)。
[0004] 已开发了多种技术来进行静态I/Q校准并估算相位和幅度失衡。I/Q失衡或失配在传统上被建模为在通信信道内是恒定的。这种近似在窄带系统中是可接受的，在窄带系统中，失配是由与发生在诸如本地
振荡器(LO)和混合器的部件中的失配关联的RF贡献所支配的。这种基于RF的失配在此被称为静态I/Q失配或静态I/Q失衡，因为它们被处理为在信道频率内是恒定的。
[0005] 然而，在宽带通信系统中，存在发生在基带
电路中的失配。这种失配使得难以实现该频带内的大于45dB的边带抑制度。例如，当要求苛刻的应用比如广播模拟电视应用需要60dB或更好的边带抑制度时，基带
模拟信号路径中的依赖于频率的失配可能导致边带抑制度大幅度劣化至40dB的
水平。
[0006] 图1示出了
现有技术中已知的简化的直接转换接收器。由LO 18的相位和幅度差异以及I路径混合器22和Q路径混合器12之间的差异引入的I/Q失配通常导致静态I/Q失配。设置在I路径中的模拟
滤波器24和设置在Q路径中的
模拟滤波器14适于降低靠近滤波器
通带边缘的信号
频谱电平。这种信号常常具有相对陡的过渡带，从而导致具有高Q因子的极的存在。这些极对模拟部件失配特别敏感。所导致的在I路径和Q路径中的模拟滤波器之间的传递函数差异产生依赖于频率的失配。这种失配使边带抑制性能劣化，并且朝着滤波带边缘持续增大。
发明内容
[0007] 根据本发明的一个
实施例的接收器部分地包括：本地振荡器、第一和第二频率转换模
块、第一、第二、第三和第四滤波器、校准块以及相关/积分块。第一频率转换模块响应于本地振荡器信号和接收信号以生成同相信号。第二频率转换模块响应于经
相移的本地振荡器信号和接收信号以生成正交信号。第一滤波器响应于同相信号，第二滤波器响应于正交信号。第三滤波器响应于第一滤波器，第四滤波器响应于第二模拟滤波器。校准块响应于第三和第四滤波器的输出。相关器/积分器响应于校准块的输出并且适于生成施加于第三滤波器的第一反馈信号和施加于第四滤波器的第二反馈信号。第一和第二反馈信号用于改变第三和第四滤波器的频率特性以便补偿第一和第二滤波器中的依赖于频率的失配。在一个实施例中，第三和第四滤波器是
数字滤波器。
[0008] 在一个实施例中，校准块部分地包括：第一
低通滤波器，响应于第三滤波器；第二低通滤波器，响应于第四滤波器；相位检测块，适于检测由第一和第二低通滤波器生成的信号的相位之间的差；第一乘法器，适于将检测到的
相位差乘以第三滤波器的输出；第一信号组合器，适于从第三滤波器的输出中减去第一乘法器的输出以生成第一
输出信号；幅度检测块，适于检测由第一和第二低通滤波器生成的信号的幅度之间的差；以及第二乘法器，适于将检测到的幅度差乘以第三滤波器的输出以生成第二输出信号。
[0009] 在一个实施例中，相关器/积分器块还部分地包括：第一混合器，响应于第一输出信号并且响应于第一振荡信号以生成第三信号，其中第一振荡信号的振荡频率落入由第一滤波器滤出的频带内；第二混合器，响应于第一输出信号并且响应于第二振荡信号以生成第四信号，其中第二振荡信号相对于第一振荡信号有90度相移；第三混合器，响应于第二输出信号并且响应于第一振荡信号以生成第五信号；以及第四混合器，响应于第二振荡信号以生成第六信号。第三和第五信号定义关于偏移频率的第一复信号。第四和第六信号定义关于偏移频率的第二复信号。相关/积分块适于对第一和第二复信号进行积分以生成第一和第二反馈信号。
[0010] 根据本发明的一个实施例的在接收器中进行校准的方法部分地包括：对RF接收信号进行频率转换以得到第一同相信号和第一正交信号；对同相信号路径中的第一同相信号进行滤波以生成第二同相信号；对正交信号路径中的第一正交信号进行滤波以生成第二正交相位信号；响应于第二同相信号并且还响应于第一反馈信号而进行第一数字滤波操作以生成第三同相信号；以及响应于第二正交信号和第二反馈信号而进行第二数字滤波操作以生成第三正交信号。第一和第二反馈信号适于补偿同相和正交信号路径中的依赖于频率的失配。
[0011] 在一个实施例中，该方法还部分地包括：检测第二同相信号和第二正交信号的相位之间的差；将检测到的相位差乘以第二同相信号以生成第一乘积信号；从第二正交信号中减去第一乘积信号以生成第一输出信号；检测第二同相信号和第二正交信号的幅度之间的差；以及将检测到的幅度差乘以第二同相信号以生成第二输出信号。
[0012] 在一个实施例中，该方法还部分地包括：响应于第一振荡信号而对第一输出信号进行频率转换以得到第三同相信号，其中第一振荡信号的振荡频率落入用来对该同相信号进行滤波的频带内；响应于第二振荡信号而对第一输出信号进行频率转换以得到第四同相信号，其中第二振荡信号相对于第一振荡频率有90度相移；响应于第一振荡信号而对第二输出信号进行频率转换以得到第三正交信号；以及响应于第二振荡信号而对第二输出信号进行频率转换以得到第四正交信号。第三同相信号和第三正交信号定义关于偏移频率的第一复信号。第四同相信号和第四正交信号定义关于偏移频率的第二复信号。该方法还部分地包括：对第一和第二复信号进行积分以生成第一和第二反馈信号。
[0013] 根据本发明的另一个实施例的对无线通信接收器上的接收信号进行处理的方法部分地包括：去除接收信号的频谱的第一部分的同相分量和
正交分量之间的失配；以及去除接收信号的频谱的第二部分的同相分量和正交分量之间的失配。该方法还包括：根据作为去除接收信号的频谱的第一部分的同相分量和正交分量之间的失配的结果而生成的一对反馈信号，来去除接收信号的频谱的第二部分的同相分量和正交分量之间的失配。
附图说明
[0014] 图1是现有技术中已知的直接转换接收器的简化
框图。
[0015] 图2是根据本发明的一个示例实施例的直接转换接收器的简化框图。
[0016] 图3是根据本发明的一个示例实施例的图2的直接转换接收器的静态I/Q校准块的框图。
[0017] 图4是图3的静态I/Q校准块接收到的信号的频谱。
[0018] 图5是根据本发明的一个示例实施例的图2的直接转换接收器的相关/积分块的框图。
具体实施方式
[0019] 根据本发明的一个实施例，直接转换接收器中的I/Q失配(偏斜)基本上被最小化。图2是直接转换接收器500的框图，示出了直接转换接收器500部分地包括模拟前端100、数字基带200、静态I/Q校准块300和相关器/积分器400。比如来自模拟滤波器14和24的基带模拟I/Q信号路径失配被建模为模拟信号路径传递函数中的系统频率响应比例缩放。也就是说，模拟信号路径中的失配被处理为依赖于频率。
[0020] 图4是接收器500接收到的信号的频谱370。示出了频谱370具有与相对独立于频率的I/Q失配关联的第一部分355以及与依赖于频率的I/Q失配关联的第二部分350、352。部分350和352更靠近
带通滤波器的边缘，在下文中也替代地称为偏移部分。如上所述，例如在滤波器14和24的输出端的、与接收信号的频谱部分355中的失
配对应的静态I/Q失配是相对独立于频率的，并且可以使用多种传统技术中的任何一种来消除。接收到的频谱的偏移部分350和352(图4中亦示出为dF)中的失配被处理为依赖于频率。如下面进一步所述，使用静态I/Q校准块300来提取I/Q通道之间的频谱的部分355中的失配。使用相关器/积分器块400来提取频谱的偏移部分350、352中的失配。
[0021] 为了消除I/Q失配，改变设置在I路径中的数字滤波器32的频率响应以模仿设置在Q路径中的模拟滤波器24的频率响应，并改变设置在Q路径中的数字滤波器42的频率响应以模仿设置在I路径中的模拟滤波器14的频率响应。表征偏移的两个相反部分(即，频谱部分350和352)的复频谱提供对由模拟信号路径失配引入的I/Q偏斜的估算。如下面进一步所述，为了在I路径和Q路径中得到近似相同的总体传递函数，在与基带模拟滤波器中存在的估算出的I/Q偏斜相反的方向上对数字滤波器32和42的传递函数进行比例缩放。
[0022] 数字基带块200包括对宽带应用中的失配进行校准的电路。如上所述，静态I/Q校准块300检测频谱部分355的I通道和Q通道之间的失配。相关器/积分器400检测接收到的频谱470的偏移部分350和352中的失配，并作为响应而生成信号X1和X2(-X1)。信号X1和X2分别调整数字滤波器32和42的频率特性，从而抵消模拟滤波器14和24的依赖于频率的失配。结果是模拟滤波器24和14之间的失配被数字滤波器42和32之间的近似相等但相反的失配所抵消，这又允许级联的I和Q传递函数在一定范围的频率内匹配。
[0023] RF
放大器10被配置成接收并放大
输入信号VRF。RF放大器10可以被配置成例如从天线或有线连接(比如单端线路、差分线路、双绞线、同轴线缆、传输线、
波导、被配置成通过光纤接收
光信号的
光接收器等等)接收信号。在一个实施例中，RF放大器10可以是
低噪声放大器(LNA)。在另一个实施例中，RF放大器10可以是
可变增益放大器。RF放大器10可以被配置为单级或多级放大器。
[0024] 示出了RF放大器10的输出信号被耦合至第一频率转换模块12和第二频率转换模块22的输入端。示出了频率转换模块12和22是图2的示例实施例中的混合器。混合器12和22被配置成生成同相(I)和正交(Q)频率下转换信号分量。示出了混合器12被设置在同相信号路径中，并示出了混合器22被设置在正交信号路径中。
[0025] 本地振荡器(LO)18被配置成生成被施加于混合器12的本地振荡信号。
移相器35将LO信号的相位移动90度以生成被施加于混合器22的正交LO信号。混合器12的输出是被提供给滤波器14的同相信号。滤波器12的输出信号被放大器16放大，随后被
模数转换器(ADC)30数字化。混合器22的输出是被提供给滤波器24的正交信号。
[0026] 滤波器14的输出信号被放大器24放大，随后被ADC 40数字化。ADC30和40分别将它们的输出信号施加于数字滤波器32和42。如图所示，数字滤波器32的输出被可变增益块(级)34放大，数字滤波器42的输出被可变增益块44放大。
[0027] 图3是根据本发明一个示例实施例的直接转换接收器200的静态I/Q校准块300的框图。如上所述，I/Q校准块300适于检测接收器500的同相(I)和正交(Q)路径(通道)之间的频谱部分355中的失配。同时参照图3和4，低通滤波器302和304滤出分别从可变增益级34和44接收到的、与I通道和Q通道关联的接收到的总频谱370的部分350和352。
[0028] 相位误差估算块306适于检测从低通滤波器302和304接收到的I/Q信号的相位之间的差。幅度误差估算块308适于检测从低通滤波器302和304接收到的I/Q信号的幅度之间的差。相位和幅度误差估算是对具有独立于频率的I/Q失配的频谱部分355进行的。乘法器314将检测到的相位差乘以I通道上存在的信号以生成校正信号A。从Q通道上存在的信号中减去校正信号A以生成第一输出信号Q-out。乘法器312将检测到的幅度差乘以I通道上存在的信号以生成信号I-out。信号I-out和Q-out代表从中去除了失配后的接收信号的频谱部分370，且信号I-out和Q-out被施加于相关器/积分器400，如图2中所示。
[0029] 图5是根据本发明的一个示例实施例的相关器/积分器400(下文中替代地称为积分器)的框图。积分器400适于去除接收信号的频谱的偏移部分350、352的同相和正交分量之间的失配。示出了积分器500部分地包括被调谐至落入接收到的频谱的偏移部分350和352内的频率F_offset的本地振荡器(LO)410。
[0030] 信号I_OUT被施加于乘法器(或混合器)402和406。信号Q_OUT被施加于混合器404和408。移相器415生成相对于LO 410的输出信号有90度相移的振荡信号。在一个实施例中，由混合器402、404、406和408生成的输出信号的频谱以DC为中心。低通滤波器
412、414、416和418适于通过从混合器402、404、406和408的输出端存在的频谱中滤出已知频谱355来维持±F_offset周围的信号频谱。信号E和G代表频率(+F_offset)周围的I通道和Q通道信号，并被统称为频谱b+。信号F和H代表频率(-F_offset)周围的I通道和Q通道信号，并被统称为频谱b-。如下面进一步所述，积分/相关块420使频谱b+和b-相关以生成信号X1和X2(-X1)。如图5所示，信号X1和X2分别被施加于数字滤波器
32和34。
[0031] 参照图2，与模拟滤波器14和24关联的基带模拟信号路径传递函数可以表示如下：
[0032] HαI(ω)＝Hα(αIω)……(1)
[0033] HαQ(ω)＝Hα(αQω)……(2)
[0034] 其中αI和αQ理想地是1，但在实践中由于设置在RF/模拟前端100中的部件之间的各种失配而彼此不相等。Hα代表理想模拟信号路径传递函数。在一些实施例中，自动校准限制了αI和αQ的偏差范围，使得平均起来它们与1之间的偏差例如小于1％。
[0035] 图4所示的频谱370的部分350和352由相关器/积分器400相关和积分以生成值X1，如下所示：
[0036]
[0037] 其中b+(t)和b-(t)代表上述信号频谱b+和b-的时域变换，而记号*代表卷积运算。相关器/积分器400是众所周知的。可对频谱任一端的频谱
片段350和352的宽度dF进行调整以优化具体系统的性能。在数字域中，使用数字滤波器32和42来复制基带模拟信号路径传递函数，数字滤波器32和42具有如下传递函数：
[0038] HdI(z-1，X1)＝Hd((1+β·X1)·z-1)……(4)
[0039] HdQ(z-1，X1)＝Hd((1-β·X1)·z-1)……(5)
[0040] 利用输入信号X1和系数β对数字滤波器32和42的频率响应进行比例缩放。在一些实施例中，这种频率比例缩放可按其它方式(例如，在滤波器中使用可编程滤波器抽头)来实施。
[0041] 设置在滤波器32、42、静态I/Q校准块300和相关器/积分器400之间的反馈电路如下面那样工作。随着X1增大，滤波器32的频率响应移动以减小相关，而滤波器42的频率响应沿相反方向移动，使得：
[0042]
[0043] 因为αI和αQ与1之间的偏差很小，所以I和Q基带模拟信号路径之间的相位和幅度差近似地仅依赖于αI和αQ之间的差，并且仅略微依赖于它们的绝对值。
[0044] 本发明的以上实施例是说明性的而不是限制性的。各种替代设置和等价设置是可能的。本发明不受可设置有本公开的集成电路的类型的限制。本公开也不限于可用来制造本公开的例如CMOS、双极或BICMOS等工艺技术的任何具体类型。其它添加、删减或
修改鉴于本公开是明显的，并意在落入所附
权利要求的范围内。
