为了解决上述问题，本发明通过同相·正交信号的协方差，检测 同相·正交信号间的相位的正交度，缩短收敛时间。
更具体的本发明的代表例如下。即，本发明的正交检测器，其特 征在于包括：将所输入的第1信号的低频成分除去的第1高通滤波器； 将所输入的第2信号的低频成分除去的第2高通滤波器；使上述第1 及第2高通滤波器各自的输出相乘的乘法器；及将上述乘法器输出的 高频成分除去的低通滤波器；根据上述低通滤波器的输出，检测出上 述第1信号和第2信号间的正交性。
本发明的效果如下
根据本发明，由于在予先除去低频成分之后再取其积，所以可以 提高正交性检测的速度。
附图说明
图1是本发明第1实施例的正交检测器的方框图。
图2是本发明第2实施例的采用本发明的正交检测器的具有正交 补偿功能的正交解调器一例的方框图。
图3是本发明第3实施例的采用本发明的正交检测器的具有正交 补偿功能的正交解调器另一例的方框图。
图4是本发明第4实施例的采用本发明的正交检测器的具有正交 补偿功能的正交解调器再又一例的方框图。
图5是本发明第5实施例的采用本发明的群延迟差补偿的采样正 交解调方式的正交解调器的方框图。
图6是本发明第6实施例的采用本发明的群延迟差补偿和本发明 的正交检测器的正交补偿的采样正交解调方式的正交解调器的方框 图。
图7是本发明第7实施例的采用本发明的可变群延迟差补偿和本 发明的正交检测器的正交补偿的采样正交解调方式的正交解调器的 方框图。
图8是本发明第8实施例的采用本发明的群延迟差补偿、本发明 的正交检测器的正交补偿、及变换增益误差补偿的采样正交解调方式 的正交解调器的方框图。
图9是表示正交检测器现有例的方框图。
图10是将图8的正交检测器换成现有例的正交检测器时的方框 图。
图11是直接变换方式的接收机构成的方框图。
图12是采样正交解调方式的接收机构成的方框图。
图13是表示在正交解调中，有变换增益误差、正交误差时的构 象变化图。
图14是表示图8和图10的各构成中对正交误差进行补偿时的正 交误差收敛图。
图15是表示正交误差补偿时的高通滤波器的截止频率和收敛后 的RMS正交误差的关系图。
图16是表示在图8的构成中，补偿变换增益时的同相信号和正 交信号比的收敛图。

本发明的正交检测器，对所输入的2个信号的协方差进行计算， 根据所算出的协方差检测出该2个信号间的正交性。协方差是通过将 2个信号分别输入到高通滤波器，从2个信号中除去低频成分，并使 该高通滤器各自的输出在乘法器上相乘(积运算)而得到的。更严密 的说，协方差是通过将乘法器的输出再输入低通滤波器，从乘法器的 输出中除去高频成分而得到的。
另外，本发明的正交检测器，根据由其本身所检测的正交性，检 测2个信号间的相位误差或振幅误差。
在对同相及正交信号的正交性进行检测的正交检测器中，用第1 高通滤波器除去上述同相信号的低频成分，用第2高通滤波器除去上 述正交信号的低频成分，由乘法器对上述第1及第2高通滤波器的输 出进行相乘，由低通滤波器除去上述乘法器的输出的高频成分，运算 算出上述同相信号和上述正交信号的协方差。
辅助采样正交解调方式中的群延迟差(理想是1/4采样时间)， 通过延迟器或具有群延迟的数字滤波器，使同相信号及正交信号延 迟，通过对相同相信号和正交信号赋予延迟差进行补偿。
另外，通过用可变延迟器使同相及正交信号的单个或两个延迟， 对依存于正交误差的群延迟差进行补偿。补偿的延迟量由基于上述协 方差的正交检测器的输出决定。
上述积运算(乘法器的相乘)在统计学上与对由下式求出的变量 I和变量Q的协方差进行运算是等价的。
协方差＝E[I-E[I])(Q-E[Q])]
众所周知，只要I和Q是不相关的，则协方差为0。而I和Q相 关很强，则协方差变大。本发明的发明者们根据这一原理，独自发现 了如下性质：当设信号的同相成分(I成分)为变量I、正交成分(Q 成分)为变量Q时，同相成分和正交成分在完全正交的状态为所谓不 相关，协方差为0，协方差随着正交度的降低而增加。而且独自发现 了与相互相关一样，可以将协方差作为正交度的指标使用，还提出了 将采用这一性质检测正交度的具体电路构成，作为本发明的正交检测 器的方案。
在同相及正交信号的正交性检测时，现有技术由于基于简单的相 互相关，所以低频成分也进行相位检测，使相位检测的时间加长，但 是以下所示本发明的各实施例，由于其构成是在予先除去低频成分之 后取其积，所以可以提高正交性检测的速度。
(实施例1)
图1是本发明第1实施例的正交检测器的方框图。101表示正交 检测器，111、112表示高通滤波器，121表示乘法器，131表示低通 滤波器。与图9中基于相互相关的正交检测器不同的一点是，配置了 高通滤波器111、112。
正交检测器101的构成包括：将所输入的第1信号的低频成分除 去的第1高通滤波器111；将所输入的第2信号的低频成分除去的第 2高通滤波器112；对第1及第2高通滤波器101、102的各输出进行 相乘的乘法器121；及将乘法器121的输出的高频成分除去的低通滤 波器131。根据低通滤波器131的输出，检测第1信号及第2信号间 的正交性。
输入到正交检测器101中的两个信号，通过高通滤波器除去低频 成分，由乘法器121进行乘法运算。这样可得到协方差。
由乘法器121输出所得到的协方差，由低通滤波器131除去高频 成分。在乘法器121的输出中除了协方差之外，还包含作为正交度指 标所不需要的由信号调制产生的高频成分。为了除去该高频成分，需 要低通滤波器131。
根据这样检测出的第1信号和第2信号间的正交性，检测第1信 号和第2信号间的相位误差或振幅误差。
根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标， 与现有技术根据相互相关的情况相比，可以高速进行正交检测。
(实施例2)
图2是表示本发明第2实施例的图是正交解调器方框图，该正交 解调器采用本发明的正交检测器，具有对同相·正交信号间的正交相 位的误差进行补偿的正交误差补偿电路。101、111、112、121、131 与第1实施例一样，构成正交检测器。低通滤波器132、133、混频 器141、142、本机振荡器151、及可变移相器161构成正交解调电路 部。本实施例的正交解调器的构成包括：正交解调电路部、及输入正 交解调电路的输出的正交检测部，具有根据正交检测器101的输出对 正交解调电路部输出的同相成分和正交成分间的正交误差进行补偿 的电路。
正交检测部101包括：将从正交解调电路部输入的信号的同相成 分的低频成分除去的第1高通滤波器111、将从正交解调电路部输入 的信号的正交成分的低频成分除去的第2高通滤波器112、对第1及 第2高通滤波器111、112的输出进行相乘的乘法器121、及将对乘 法器121的输出的高频成分除去的低通滤波器131，根据低通滤波器 131的输出，对从正交解调电路部输入的信号的同相成分和正交成分 之间的正交性进行检测。根据这样检测的2个信号的正交性，将补偿 了该正交误差的正交解调电路部输出作为正交解调器的输出。
正交解调电路部的构成包括：本机振荡器151、输出正交解调电 路部的输入信号的同相成分的第1混频器141、输出正交解调电路部 的输入信号的正交成分的第2混频器、及连接在正交检测器101的输 出端子和第1及第2混频器141、142中的某一个的输入端子之间的 可变移相器161。可变移相器161根据正交检测器101的输出，改变 可变移相器161的移相量，控制第1及第2混频器141、142中连接 可变移相器161的输出端子的那一个混频器的输入的相位。
本实施例的可变移相器161，其输入端子与在第1及第2混频器 141、142中的某一个共用连接在本机振荡器151的输出端子上，而 其输出端子连接在第1及第2混频器141、142中的另一个上，对第 1及第2混频器141、142中连接了可变移相器161输出端子的那个 混频器上，供给由可变移相器161控制了相位的本机振荡器151的输 出。图2是表示本机振荡器151的输出端子连接在第1混频器141的 输入端子上、可变相位比较器161的输出端子连接在第2混频器142 的输入端子上的构成例，但是本实施例并不限于这一构成，也包括例 如将本机振荡器151的输出端子和可变相位比较器161的输出端子互 相置换的构成，即，可变相位比较器161的输出端子连接在第1混频 器141的输入端子上、本机振荡器151的输出端子连接在第2混频器 142的输入端子上的构成。
通过本发明的正交检测器，对进行了正交解调的、从低通滤波器 132、133输出的同相·正交信号间的正交性进行检测。采用所检测 的信号，控制可变移相器161的移相量，并调整输入到混频器142的 振荡信号的相位，对同相·正交信号间的正交性进行补偿。
根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标， 与现有技术根据相互相关的情况相比，由于可以进行高速正交检测， 所以可以实现使进行了正交误差补偿的同相成分·正交成分构成的信 号高速输出的正交解调器。
(实施例3)
图3是表示本发明第3实施例的图，是正交解调器另一例的方框 图，该正交解调器采用正交检测器，具有对同相·正交信号间的正交 相位误差进行补偿的正交误差补偿电路。101、111、112、121、131 与第1实施例一样，构成正交检测器。低通滤波器132、133、混频 器141、142、本机振荡器151、及可变移相器161构成正交解调电路 部。
本实施例的正交解调器与第2实施例一样，其构成包括：正交解 调电路部、及输入正交解调电路的输出的正交检测部，具有根据正交 检测器101的输出，对正交解调电路部输出的同相成分和正交成分间 的正交误差进行补偿的电路。
正交检测部101包括：将从正交解调电路部输入的信号的同相成 分的低频成分除去的第1高通滤波器111、将从正交解调电路部输入 的信号的正交成分的低频成分除去的第2高通滤波器112、对第1及 第2高通滤波器111、112的输出进行相乘的乘法器121、及将乘法 器121的输出的高频成分除去的低通滤波器131，根据低通滤波器131 的输出，对从正交解调电路部输入的信号同相成分和正交成分之间的 正交性进行检测。根据这样检测的2个信号的正交性，将补偿了该正 交误差的正交解调电路部的输出作为正交解调器的输出。
正交解调电路部的构成包括：本机振荡器151、输出正交解调电 路部的输入信号的同相成分的第1混频器141、输出正交解调电路部 的输入信号的正交成分的第2混频器142、及连接在正交检测器101 的输出端子和第1及第2混频器141、142中的某一个混频器的输入 端子之间的可变移相器161。可变移相器161根据正交检测器101的 输出，改变可变移相器161的移相量，控制第1及第2混频器141、 142中连接了可变移相器161的输出端子的那个混频器的输入的相 位。
可变移相器161，其输入端子连接在正交解调电路部的输入端子 上，其输出端子连接在第1及第2混频器141、142中的某一个混频 器的输入端子上，对第1及第2混频器141、142中连接了可变移相 器161的输出端子的那个混频器，供给由可变移相器161控制了相位 的正交解调电路部的输入信号。图3是表示正交解调电路部的输入端 子连接在第1混频器141的输入端子上、可变相位比较器161的输出 端子连接在第2混频器142的输入端子上的构成例，但是本实施例并 不限于这一构成，也包括例如将正交解调电路部的输入端子和可变相 位比较器161的输出端子相互置换的构成，即，可变相位比较器161 的输出端子连接在第1混频器141的输入端子上、正交解调电路部的 输入端子连接在第2混频器142的输入端子上的构成。
通过本发明的正交检测器，对进行了正交解调的、从低通滤波器 132、133输出的同相·正交信号间的正交性进行检测。采用所检测 的信号，控制可变移相器161的移相量，并调整输入到混频器142的 接收信号的相位，对同相·正交信号间的正交性进行补偿。
根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标， 与现有技术根据相互相关的情况相比，由于可以高速地进行正交检 测，所以与第2实施例一样，可以实现使被正交误差补偿的同相成 分·正交成分构成的信号高速输出的正交解调器。
(实施例4)
图4是表示本发明第4实施例的图，是采用正交检测器的，具有 对同相·正交信号间的正交相位误差进行补偿的正交误差补偿电路的 正交解调器又一例的方框图。101、111、112、121、131与第1实施 例一样，构成正交检测器。低通滤波器132、133、混频器141、142、 本机振荡器151、及固定移相器171构成正交解调电路部。乘法器122 和加法器191构成相位补偿器181。
通过本发明的正交检测器，对被正交解调了的、从低通滤波器 132、133输出的同相、正交信号间的正交性进行检测。采用所检测 的信号控制相位补偿器181，对同相、正交信号间的正交性进行补偿。
在正交解调器的正交误差有·度时所得到的同相信号(I)、正交 信号(Q)，与理想正交解调所得到的同相信号(Iideal)、正交信号 (Qideal)之间，存在[数学式1]所示的关系。
[数学式1]
$\left[\begin{array}{cc}I& \mathrm{ideal}\\ Q& \mathrm{ideal}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \tan \theta & \sec \theta \end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$
在此，如果考虑正交误差足够小，则tan·→·、sec·→1，所 以等于[数学式2]所示的式子。
[数学式2]
$\left[\begin{array}{cc}I& \mathrm{ideal}\\ Q& \mathrm{ideal}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \theta & 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}I\\ Q\end{array}\right]$
这相当于通过对同相成分和正交成进行1次变换，补偿同相成分和正 交成分间的正交误差，用电路实现这一关系的是在图4中在正交检测 器101的输出端子和正交解调电路部的输出端子之间连接的相位补 偿器181。此外，用图4的构成可以用反馈环实现正交补偿。
相位补偿器181的构成包括：将其输入端子连接在正交检测器101 的输出端子和正交解调电路部的同相成分输出端子(低通滤波器132 的输出端子)及正交成分输出端子(低通滤波器133的输出端子)中 的任一个上的乘法器122、及其输入端子连接在乘法器122的输出端 子和正交解调电路部的同相成分输出端子及正交成分输出端子中的 另一个上的加法器191。图4表示正交解调电路的同相成分输出端子 (低通滤波器132的输出端子)连接在乘法器122的输入端子上、正 交成分输出端子(低通滤波器133的输出端子)连接在加法器191的 输入端子上的构成例，但是本实施例并不限于该构成，例如，也包括 将正交解调电路部的正交成分输出端子和同相成分输出端子相互置 换的构成，即正交成分输出端子(低通滤波器133的输出端子)连接 在乘法器122的输入端子上，同相成分输出端子(低通滤波器132的 输出端子)连接在加法器191的输入端子上的构成。
根据本实施例，通过将低通滤波器131的输出作为正交度的指标， 与现有技术的相互相关的情况相比，可以高速进行正交检测，所以与 第2及第3实施例一样，可以实现对正交误差补偿的同相成分·正交 成分构成的信号进行高速输出的正交解调器。另外，可以在没有可变 移相器的情况下，实现具有上述效果的正交解调器。
(实施例5)
图5是表示本发明第5实施例的图，是具有对同相·正交信号间 的群延迟差进行补偿的电路的采样正交解调方式的正交解调器(采样 正交解调器)的方框图。151、171、201、202、211与图12中的构 成单元一样，构成采样正交解调电路部。由固定延迟器221和固定延 迟用数字滤波器291构成的群延迟差补偿器对同相·正交信号的延迟 间加上差，例如补偿1/4采样时间的群延迟差。
本实施例的采样正交解调器的构成包括：采样正交解调电路部， 以输入信号的载波频率的1/n频率对该输入信号进行采样，使被采样 的该输入信号的同相成分和正交成分间的定时同步，输出大体同步的 同相数字信号及正交数字信号；及群延迟差补偿器，连接在采样正交 解调电路部的输出端子上、在同相数字信号及正交数字信号的延迟间 加上差，对解调的同相成分和正交成分间的群延迟差进行补偿。
采样正交解调电路部包括：本机振荡器151；连接在本机振荡器 151的输出端子上的固定移相器171；第1A/D变换器201，与固定 移相器171共用连接在本机振荡器151的输出端子上，并连接在采样 正交解调电路部的输入端子上，以采样正交解调电路部的输入信号的 载波频率的1/n频率，对输入信号进行采样，输出同相数字信号；第 2A/D变换器202，连接在固定移相器171的输出端子上，并连接在 采样正交解调电路部的输入端子上，以输入信号的载波频率的1/n频 率，对输入信号进行采样，输出正交数字信号；及锁存器211，连接 在本机振荡器151的输出端子、第1A/D变换器201的输出端子、及 第2A/D变换器202的输出端子上，进行从第1A/D变换器201供给 的同相数字信号和从第2A/D变换器202供给的正交数字信号的定时 的同步。
群延迟差补偿器包括：连接在锁存器211的同相数字信号输出端 子上的固定延迟器221；及连接在锁存器211的正交数字信号输出端 子上的固定延迟用数字滤波器291。
对同步信号和正交信号赋予的延迟量，只要其差例如是1/4采样 时间的组合，则怎样组合都可以。但是，在具有小延迟时间的数字滤 波器中，由于对延迟特性及振幅特性有脉动情况，所以很难用于群延 迟补偿。从而，如图5中所示，使固定延迟器及固定延迟用的数字滤 波器的延迟时间比1个采样大，将对同相信号和正交信号赋予的延迟 量的差，例如定为1/4采样时间是比较实用的。
采样正交器的输入信号，在由本机振荡器151、固定移相器171、 及A/D变换器201、202构成的采样正交解调电路部上，变换成同相 数字信号及正交数字信号。第1及第2A/D变换器201、202的输出， 由于采样定时例如错开1/4采样，所以为了可以进行以后的数字处 理，而用锁存器211进行定时的同步。然后，锁存器211的输出由数 字信号处理器进行处理。在输入锁存器211的输出的群延迟差补偿器 上，通过对同相信号及正交信号的延迟间加上差，对解调的信号同步 成分和正交成分间的预定时间(例如1/4采样时间)的群延迟差进行 补偿。以上的构成可以进行对采样正交解调器的同相·正交信号间的 群延迟差的补偿。
根据本实施例，可以进行采样正交解调方式中的同相·正交信号 间的群延迟差的补偿。另外，采样正交解调方式中的群延迟差的影响， 在使GMSK调制波以记号速率的8倍的频率工作的A/D变换器上接收 时，EVM(Error Vector Magnitude)为2.6％，但是根据本实施例可 以对该EVM进行补偿。
(实施例6)
图6是表示本发明第6实施例的图，是具有对同相·正交信号间 的群延迟差和正交误差大体同时进行补偿的电路的正交解调器的方 框图。151、171、201、202、211、221、291与图5中的构成单元一 样，构成具有群延迟差补偿功能的采样正交解调方式的正交解调器 (采样正交解调器)。101、111、112、121、131、122、181、191与 第4实施例一样，构成具有正交检测器和相位补偿器的正交误差补偿 器。
本实施例的采样正交解调器，除了第5实施例的构成之外，其构 成还包括：正交检测器101，对作为固定延迟器221的输出的同相数 字信号和作为固定延迟用数字滤波器291的输出的正交数字信号间 的正交性进行检测；及相位补偿器181，连接在正交检测器101的输 出端子和固定延迟器221及固定延迟用数字滤波器291的输出端子之 间，对同相数字信号和正交数字信号进行1次变换。通过相位补偿器 181对同相数字信号和正交数字信号进行1次变换，对采样正交解调 器输出的同相成分和正交成分间的正交误差进行补偿。
相位补偿器181包括：其输入端子连接在正交检测器101的输出 端子和固定延迟器221的输出端子上的乘法器122；及其输入端子连 接在乘法器122的输出端子和固定延迟用数字滤波器291的输出端子 上的加法器191。
根据本实施例，如图6所示，可以大体同时对群延迟差和正交误 差进行补偿。另外，由于这些补偿全部由数字处理进行，所以可以集 中在一个DSP(Digital Signal Processor)内。与模拟处理不同， 还可很容易地对各电路常数分别进行设定。
(实施例7)
图7是表示本发明第7实施例的图，是在采样正交解调方式中、 具有大体同时对同相·正交信号间的群延迟差和正交误差进行补偿的 电路的采样正交解调的方框图。在该实施例中，补偿到依存于正交误 差的群延迟差。与图6不同点只是，图6中的固定延迟用的数字滤波 器291，在图7中置换成可变延迟器231，根据正交检测器101的输 出，控制延迟量。
可变延迟器可按下述构成。首先，设定延迟通过数字滤波器赋予， 予先设计正交误差和数字滤波器的抽头(tap)系数间对应关系。在 对其进行补偿的正交误差范围上进行，作出对应表，存在存储器中。 在实际操作时，根据所输入的正交误差的值，检索对应表，读出抽头 系数，在数字滤波器上设定该抽头系数，就可以得到期望的群延迟特 性。
(实施例8)
图8是表示本发明第8实施例的图，是在采样正交解调方式中、 具有大体同时对同相·正交信号间的群延迟差、正交误差、及变换增 益误差进行补偿的电路的采样正交解调的方框图。图8的构成是在图 7中增加了乘法器123、低频滤波器132、加法器192、及振幅二次方 运算器241、242。
通过由加法器123运算振幅二次方运算器241、242的输出之差， 对同相信号和正交信号的变换增益的差进行检测。在加法器123的输 出中，由于包含因信号调制产生的变动，所以通过低通滤波器132将 其除去，根据其结果对正交成分进行放大。这样进行补偿，使同相信 号和正交信号的变换增益一致。
为了观察正交误差补偿的收敛，采用将载波频率定为A/D变换器 201、202工作频率的8倍的GMSK调制波进行了模拟。为了与现有正 交检测器进行比较，与图10中所示的方框图一起进行了模拟。图10 除了没有带通滤波器111、112之外，与同8相同。即，图10中正交 检测采用了根据相互相关的现有方式。正交误差的初始值在赋予10 度时的结果如图14所示。
在根据相互相关的现有方式中，收敛后的RMS (Root-Mean-Square)正交误差为3.4度，与其相比较，基于协方差 的本发明的方式，收敛后的RMS正交误差可控制在0.3度内，可以确 认本发明的效果。
图15是在相同条件下，求出高通滤波器111、112的截止频率的 RMS正交误差关系的图。横轴为用调制频率进行标准化的截止频率， 纵轴为收敛后的RMS正交误差。还考虑了使反馈环的环增益变化，收 敛所需时间常数的不同。在高通滤波器上采用了1次IIR(Infinite Impulse Response)滤波器。作为参考，还一起表示了用现有方式进 行补偿时的RMS正交误差。
对于GMSK调制波，将高通滤波器的截止频率设定为调制频率的 0.5倍到0.6倍，可以得到最佳的结果。但是，该结果随采用调制方 式的不同而不同。在接收多种调制方式的信号的接收机中，根据接收 的信号调制方式不同，需要变更高通滤波器的截止频率。如图8中所 示，如果用数字电路构成本发明的正交检测器，则可以灵活变更截止 频率。
图16是表示变换增益误差补偿收敛的图。变换增益误差的初始 值，赋予了同相·正交信号间的振幅比为1.2。可以确认收敛后的误 差可控制在±1％内。