分组干扰抑制方法及装置
阅读：112发布：2023-03-10
专利汇可以提供分组干扰抑制方法及装置专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种分组干扰抑制方法及装置，该方法包括：对接收数据进行线形变换，得到多层 信号 ，其中，线性变换是指将接收数据的空时码 正交 性转换为信道状态矩阵的正交性；采用组干扰抑制 算法 对多层信号进行分离。该方法突破了传统干扰抑制方法对接收天线个数的限制，并且有利于降低系统误码率。，下面是分组干扰抑制方法及装置专利的具体信息内容。
1.一种分组干扰抑制方法，其特征在于，包括：
对接收数据进行线形变换，得到多层信号，其中，所述线性变换将所述接收数据的空时码正交性转换为信道状态矩阵的正交性；
采用组干扰抑制算法对所述多层信号进行分离。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述组干扰抑制算法为基于奇异值分解的组干扰抑制算法。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当发射天线为4个，接收天线为2个时，使用以下公式进行线性变换包括：
其中，H、H1和H2为信道矩阵，分别为：
为接收向量，yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号，S1＝[s1 s2]T，S2＝[s3 s4]T为发射信号，为接收到的复高斯白噪声向量，上角标T为转置算子。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当发射天线为4个，接收天线为3个时，对接收数据进行线性变换包括：
其中，H、H1和H2为信道矩阵，分别为：
为接收向量，yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号，发射信号S1＝[s1 s2]T，S2＝[s3 s4]T，接收到的复高斯白噪声向量为上角标T为转置算子。
5.根据权利要求3或4所述的方法，其特征在于，采用基于奇异值分解的组干扰抑制算法对所述多层信号进行分离包括：
分别对H1和H2作奇异值分解：
H1＝U1Λ1V1H，H2＝U2Λ1V2H
其中，U1和V1为二个相互正交的矩阵，Λ1为对角矩阵，U2和V2为二个相互正交的矩阵，Λ2为对角矩阵，上角标H是共扼转置算子。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当发射天线为8个，接收天线为4个时，对接收数据进行线性变换包括：
其中，信道矩阵H、H1、H2、H3和H4为信道矩阵，分别为：
为接收向量，yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号，S1＝[s1 s2]T、S2＝[s3 s4]T、S3＝[s5 s6]T、S4＝[s7 s8]T为发射信号，为接收到的复高斯白噪声向量。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，采用奇异值分解的干扰抑制方法分离所述多层信号包括：
分别对H1和H2作奇异值分解：
H1＝U1Λ1V1H，H2＝U1Λ1V2H，H3＝U3Λ3V3H，H4＝U4Λ4V4H
其中，U1和V1为二个相互正交矩阵，Λ1为对角矩阵，U2和V2为二个相互正交矩阵，Λ2为对角矩阵，U3和V3为二个相互正交矩阵，Λ3为对角矩阵，U4和V4为二个相互正交矩阵，Λ4为对角矩阵。
8.一种分组干扰抑制装置，其特征在于，包括：
变换模块，用于对接收数据进行线性变换，得到多层信号，其中，所述线性变换将所述接收数据中空时码的正交性转换为信道状态矩阵的正交性；
分离模块，用于通过基于奇异值分解的组干扰抑制算法对所述多层信号进行分离。
分组干扰抑制方法及装置
[0001] 技术领域
[0002] 本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种分组干扰抑制方法及装置。
[0003] 背景技术
[0004] 在第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Proj ect，简称为3Gpp)长期演进(Long-Term Evolution，简称为LTE)系统中，引入了多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，简称为MIMO)技术，且LTE系统支持多种MIMO方式，基本的MIMO模型是下行2x2、上行1x2个天线。具体的MIMO技术包括下行采用的空频编码、预编码和波束形成等。上行采用的虚拟MIMO技术，该技术可以动态地将用户终端配成一对，并共享相同的时频域资源，进行多用户虚拟MIMO发送，从而提高上行系统的容量。
[0005] 在文献[许晓红等，“基于分层结构的空时分组码”，电波科学学报，2004，Vol.19，No.2.]中，给出了一种结合分层空时结构及空时分组码(Space Time Block Code，简称为STBC)的空时编码方法。采用在发射端对发射天线分组，对于每组进行独立的空时分组编码，而在接收端进行分组干扰抑制，并且用奇异值分解方法实现解码。
[0006] 在文献[战金龙等，“LSTBC+OFDM分层方法的一种改进”，电波科学学报，2005，Vol.20，No1.]中，基于直角频分多址(OrthogonalFrequency-Division Multiple Access，简称为OFDMA)中不同用户的子载波选择矩阵相互正交，提出了频率选择性衰落信道下分层结构的空时分组编码(Layered Space-Time Block Code，简称为LSTBC)的一种改进的分层方法。发射端采用分层结构的空时分组编码结合正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，简称为OFDM)，在接收端提出了利用OFDM中子载波选择矩阵进行分组干扰抑制，然后对LSTBC的每层进行空时分组码的传统解码。
[0007] 上述相关技术中的分组干扰抑制是基于天线分组的信号处理算法，在接收端对接收到第一组的信号进行解码的同时要抑制来自其它组信号(视为干扰)的影响，这样解码的复杂度就得到了降低，但是却损失了分集增益。
[0008] 另外，对于分层结构的空时分组编码在接收端采用基于零空间的分组干扰抑制算法分离信号时，对接收和发射天线数有严格限制，即必须要满足Mr≥Mt-n1+1(Mr为接收天线个数，Mt为发射天线个数，n1为第一层发射天线个数)。
[0009] 针对相关技术中分组干扰抑制算法损失了分集增益、对接收和发射天线数有严格限制的问题，目前尚未提出有效的解决方案。
[0010] 发明内容
[0011] 针对相关技术中对接收和发射天线数有严格限制的问题而提出本发明，为此，本发明的主要目的在于提供一种分组干扰抑制方法及装置，以解决上述问题。
[0012] 为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种分组干扰抑制方法。
[0013] 根据本发明的分组干扰抑制方法包括：对接收数据进行线形变换，得到多层信号，其中，线性变换是指将接收数据的空时码正交性转换为信道状态矩阵的正交性；采用组干扰抑制算法对多层信号进行分离。
[0014] 优选地，组干扰抑制算法为基于奇异值分解的组干扰抑制算法。
[0015] 优选地，当发射天线为4个，接收天线为2个时，使用以下公式进行线性变换包括：
[0016]
[0017] 其中，H、H1和H2为信道矩阵，分别为：
[0018]
[0019] 为接收向量，yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号，S1＝[s1 s2]T，S2＝[s3 s4]T为发射信号，为接收到的复高斯白噪声向量，上角标T为转置算子。
[0020] 优选地，当发射天线为4个，接收天线为3个时，对接收数据进行线性变换包括：
[0021]
[0022] 其中，H、H1和H2为信道矩阵，分别为：
[0023]
[0024] 为接收向量，yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号，发射信号S1＝[s1 s2]T，S2＝[s3 s4]T，接收到的复高斯白噪声向量为上角标T为转置算子。
[0025] 优选地，采用基于奇异值分解的组干扰抑制算法对多层信号进行分离包括：
[0026] 分别对H1和H2作奇异值分解：
[0027] H1＝U1Λ1V1H，H2＝U2Λ2V2H
[0028] 其中，U1和V1为二个相互正交的矩阵，Λ1为对角矩阵，U2和V2为二个相互正交的矩阵，Λ2为对角矩阵，上角标H是共扼转置算子。
[0029] 优选地，当发射天线为8个，接收天线为4个时，对接收数据进行线性变换包括：
[0030]
[0031] 其中，信道矩阵H、H1、H2、H3和H4为信道矩阵，分别为：
[0032]
[0033]
[0034] 为接收向量，yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号，S1＝[s1 s2]T、S2＝[s3 s4]T、S3＝[s5 s6]T、S4＝[s7 s8]T为发射信号，为接收到的复高斯白噪声向量。
[0035] 优选地，当发射天线为8个，接收天线为4个时，采用奇异值分解的干扰抑制方法分离多层信号包括：
[0036] 分别对H1和H2作奇异值分解：
[0037] H1＝U1Λ1V1H，H2＝U2Λ2V2H，H3＝U3Λ3V3H，H4＝U4Λ4V4H
[0038] 其中，U1和V1为二个相互正交矩阵，而Λ1为一对角矩阵，同样，U2和V2为二个相互正交矩阵，而Λ2为一对角矩阵，U3和V3为二个相互正交矩阵，而Λ3为一对角矩阵，U4和V4为二个相互正交矩阵，而Λ4为一对角矩阵。
[0039] 为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种分组干扰抑制装置。该包括：变换模块，用于对接收数据进行线性变换，得到多层信号，其中，线性变换将数据中空时码的正交性转换为信道状态矩阵的正交性；分离模块，用于通过基于奇异值分解的组干扰抑制算法对多层信号进行分离。
[0040] 通过本发明，采用通过将接收数据中的空时码正交性转换为信道状态矩阵正交性对接收数据进行线形变换，得到多层信号；采用组干扰抑制算法对多层信号进行分离，解决了相关技术中对接收和发射天线数有严格限制的问题，进而突破了传统干扰抑制方法对接收天线个数限制的效果，并且有利于降低系统误码率。
[0043] 图1是根据本发明实施例的分组干扰抑制方法的流程图；
[0044] 图2是根据本发明实施例的基于线性变换的分组干扰抑制方法的仿真曲线；
[0045] 图3是根据本发明实施例的基于线性变换的分组干扰抑制装置所在的应用系统的示意图；
[0046] 图4是根据本发明实施例的分组干扰抑制装置的示意图。
[0047] 具体实施方式
[0048] 功能概述
[0049] 考虑到相关技术中分组干扰抑制算法损失了分集增益、对接收和发射天线数有严格限制，本发明实施例提供了一种分组干扰抑制方法及其装置，该方法包括：将接收数据中的空时码正交性转换为信道状态矩阵正交性对接收数据进行线形变换，得到多层信号；采用组干扰抑制算法对多层信号进行分离。
[0050] 需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。
[0051] 方法实施例
[0052] 根据本发明的实施例，提供了一种分组干扰抑制方法。
[0053] 本发明的目的在于提供一种基于线性变换的分组干扰抑制方法，该方法先对接收数据进行线性变换，虚拟的将接收天线个数加倍，以便于在接收端采用奇异值分解(Singular Value Decomposition，SVD)分组干扰抑制技术，然后用最大似然算法分离并恢复两路编码信号。由于虚拟的将接收天线个数加倍，因此本发明突破了传统的基于SVD组干扰抑制方法对接收天线个数的限制。
[0054] 如图1所示，该方法包括如下的步骤S102至步骤S104：
[0055] 步骤S102，将接收数据中的空时码正交性转换为信道状态矩阵正交性对接收数据进行线形变换，得到多层信号；
[0056] 步骤S104，采用组干扰抑制算法对多层信号进行分离。
[0057] 下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。
[0058] 实施例1
[0059] 该实施例提供了基于线性变换的分组干扰抑制方法，如图1所示，包括如下步骤：
[0060] 如步骤101所述，对接收数据进行线性变换，即利用线性变换将每层空时码的正交性转换为信道状态矩阵的正交性。
[0061] 假设多天线系统的发射天线数Mt＝4，接收天线数Mr＝2，第i根发射天线到第j根接收天线的路径衰落系数为hij(i＝1，2，3，4；j＝1，2)，且hij可以准确估计，并进一步假设在一个空时分组码字的时间内hij不发生变化。设两组需要进行编码的码元为{s1，s2}和{s3，s4}，则接收信号矩阵可表示为：
[0062]
[0063] 式中nij表示第i根天线在第j时刻的高斯白噪声，上角标*是共扼算子。
[0064] 首先对式(1)进行线性变换可得：
[0065]
[0066] 其中为接收向量(yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号)；信道矩阵H、H1和H2分别为：
[0067]
[0068] 发射信号S1＝[s1 s2]T，S2＝[s3 s4]T；接收到的复高斯白噪声向量为上角标T是转置算子。
[0069] 从信道矩阵H的结构可知，通过数据变换可虚拟的将接收天线个数加倍，使得接收天线数为2Mr≥4＞Mt-n1+1＝4-2+1＝3，从而可以打破SVD组干扰抑制技术对接收天线个数的限制，即在4根发射天线和两层分组编码情况下可以将接收天线个数从最少3根降为最少2根。
[0070] 如步骤102所述，采用基于SVD的组干扰抑制算法对各组信号进行分离。详细步骤如下。
[0071] 分别对H1和H2作奇异值分解：
[0072] H1＝U1Λ1V1H，H2＝U2Λ2V2H (3)
[0073] 式中，U1和V1为二个相互正交矩阵，而Λ1为一对角矩阵。同样U2和V2为二个相互正交矩阵，而Λ2为一对角矩阵。上角标H是共扼转置算子，令U11和U22分别为U1H和U2H的第Mt-n1+1＝4-2+1＝3行至第2M行，显然U11和U22分别与H1和H2正交。
[0074] 令：
[0075]
[0076] 由(4)、(5)式可看出两路信号的干扰被消除了，两组天线发送的信号{s1，s2}和{s3，s4}可以分别检测。
[0077] 如步骤103所述，再分别对每路信号进行最大似然译码。令Hc为(4)式U22H1的非零部分，Hs为(5)式U11H2的非零部分，易证Hc和Hs为Alamouti阵，进而可知HcHHc与HsHHs为对角阵，且各自主对角元素相等分别用a1和a2表示。则
[0078]
[0079]
[0080] 由此得到译码的估计值：
[0081]
[0082] 当接收天线个数增加时，上述过程与2根接收天线类似，不再赘述。通过译码过程可以看出，由于对接收数据进行了线性变换，信道状态Hc、Hs为Alamouti阵，它们各自的正交性简化了解码过程。
[0083] 实施例2
[0084] 本实施例的发射天线数仍为Mt＝4，但接收天线改为Mr＝3，步骤101同实施例1。此时则接收端的信号矩阵可表示为：
[0085]
[0086] 与实施例1类似，对(8)进行线性变换可得：
[0087]
[0088] 其中为接收向量(yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号)；信道矩阵H、H1和H2分别为
[0089]
[0090] 发射信号S1＝[s1 s2]T，S2＝[s3 s4]T；接收到的复高斯白噪声向量为
[0091] 如步骤102所述，采用基于SVD的组干扰抑制算法对各组信号进行分离。详细步骤如下。
[0092] 与实施例1相同，分别对H1和H2作奇异值分解：
[0093] H1＝U1Λ1V1H，H2＝U2Λ2V2H (10)
[0094] 令：
[0095]
[0096]
[0097] 由(11)、(12)式可看出两路信号的干扰被消除了，两组天线发送的信号{s1，s2}和{s3，s4}可以分别检测。
[0098] 步骤103的过程与2根接收天线类似，不再赘述。
[0099] 实施例3
[0100] 本实施例的发射天线数为Mt＝8，但接收天线为Mr＝4，步骤101同实施例1。此时则接收端的信号矩阵可表示为：
[0101]
[0102] 对(13)进行线性变换可得：
[0103]
[0104] 其中为接收向量(yij表示第i根天线在第j时刻的接收信号)；信道矩阵H、H1、H2、H3和H4分别为：
[0105]
[0106]
[0107] 发射信号S1＝[s1 s2]T，S2＝[s3 s4]T、S3＝[s5 s6]T、S4＝[s7 s8]T；接收到的复高斯白噪声向量为
[0108] 如步骤102所述，采用基于SVD的组干扰抑制算法对各组信号进行分离。详细步骤如下。
[0109] 与实施例1相同，分别对H1、H2、H3和H4作奇异值分解：
[0110] H1＝U1Λ1V1H，H2＝U2Λ2V2H，H3＝U3Λ3V3H，H4＝U4Λ4V4H (15)
[0111] 式中，U1和V1为二个相互正交矩阵，而Λ1为一对角矩阵；同样U2和V2为二个相互正交矩阵，而Λ2为一对角矩阵；U3和V3为二个相互正交矩阵，而Λ3为一对角矩阵；U4和V4为二个相互正交矩阵，而Λ4为一对角矩阵。令U11、U22、U11和U22分别为U1H、U2H、U3H和U4H的第Mt-n1+1＝4-2+1＝3行至第2M行，显然U11、U22、U33和U44分别与H1、H2、H3和H4正交。
[0112] 令：
[0113]
[0114]
[0115]
[0116]
[0117] 由(16)～(19)式可看出两路信号的干扰被消除了，两组天线发送的信号{s1，s2}和{s3，s4}、{s5，s6}和{s7，s8}可以分别检测。
[0118] 步骤103的过程与2根接收天线的情况类似。
[0119] 图2中给出了本发明的基于线性变换的分组干扰抑制方法的仿真曲线。
[0120] 仿真时信道为平坦瑞利衰落信道，噪声服从均值为0的复高斯分布。其中本发明方法曲线用NSVD表示，原始的基于SVD组干扰抑制算法用SVD表示。图中给出了不同信噪比(Signal-NoiseRatio，简称为SNR)下的误码率(Bit Error Rate，简称为BER)曲线，NSVD 4*4即表示采用4发4收天线的本发明方法仿真结果曲线，SVD 4*4即表示采用4发4收天线的原始SVD方法仿真结果曲线。可以看出：本发明的NSVD与原始SVD方法相比，本发明NSVD在接收天线Mr＝2和Mr＝3根时分别与原始SVD方法中接收天线Mr＝3和Mr＝4根时具有相同的误码率性能；而当接收天线数同为Mr＝4根时，在误码率为10-4情况下，本发明的NSVD方法性能优于原始SVD方法约4dB。
[0121] 装置实施例
[0122] 根据本发明的实施例，提供了一种分组干扰抑制装置。
[0123] 图3是根据本发明实施例的基于线性变换的分组干扰抑制装置所在的应用系统的示意图。
[0124] 如图3所示，该系统包括：串并转换单元301、空时编码单元302和303，发送天线阵列304、接收天线阵列311、干扰抵消与空时解码单元312、并串转换单元313等构成，下面对上述结构进行详细描述。
[0125] 串并转换单元301，将接收数据分成2个长度为2N(分成两层/组数据流)的低速数据流；空时编码单元302和303，对两层数据进行空时编码；发送天线阵列304，将空时编码后的数据发射；接收天线阵列311，将接收到的数据送入干扰抵消与空时解码单元312；干扰抵消与空时解码单元312，把空时解码的输出送入到并串转换单元；并串转换单元313，两层/组数据流的低速数据流。
[0126] 发端原始信号S在某时刻输入，经过串并转换单元301被分成2个长度为2N的低速数据流：第一层数据流S1和第二层数据流S2，其中：
[0127] S1＝[s1(0)，s2(0)，s1(1)，s2(1)，…，s1(N-1)s2(N-1)]
[0128] S2＝[s3(0)，s4(0)，s3(1)，s4(1)，…，s3(N-1)s4(N-1)]
[0129] 这两组数据流分别经过空时编码单元302、303，得到空时编码后的数据S，再将其通过天线阵列311发射。
[0130]
[0131] 接收天线阵列311将接收到的数据送入干扰抵消与空时解码单元312，干扰抵消与空时解码单元312把空时解码的输出送入到并串转换单元313。
[0132] 其中，干扰抵消与空时解码单元312的实现方式可以如下：
[0133] 图4是根据本发明实施例的分组干扰抑制装置的示意图。该图中的分组干扰抑制装置可以对应于图3中的干扰抵消与空时解码单元312。
[0134] 如图4所示，分组干扰抑制装置包括：变换模块402，分离模块404。其中，变换模块402用于对接收数据进行线性变换，得到多层信号，其中，线性变换是将数据中空时码的正交性转换为信道状态矩阵的正交性。分离模块404，连接至变换模块402，用于对通过基于奇异值分解的组干扰抑制算法对多层信号进行分离。
[0135] 从以上的描述中，可以看出，本发明突破了传统干扰抑制方法对接收天线个数限制的效果，并且有利于降低系统误码率。
[0136] 通过本发明，给出了分层结构的分组编码系统的解码方案，该解码方案在接收端通过对接收数据进行线性变换，虚拟的增加接收天线个数，可将基于奇异值分解的组干扰抑制法从仅适用于Mr≥Mt-n1+1的情况推广到Mr≥Mt-n1的情况下，有利于接收端复杂性的降低。仿真表明该解码方案的系统误码性能远优于传统的基于SVD组干扰抑制法，该解码方法具有很强的实用性。
[0137] 本发明将线性变换用于分组干扰抑制方法中，给出了分层结构的分组编码系统的解码方案，该解码方案在接收端通过对接收数据进行线性变换，虚拟的增加接收天线个数，可将基于奇异值分解的组干扰抑制法从仅适用于Mr≥Mt-n1+1的情况推广到Mr≥Mt-n1的情况下，有利于接收端复杂性的降低。
[0138] 以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
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