一种无片外电容的LDO稳压器电路
阅读：303发布：2020-05-08
专利汇可以提供一种无片外电容的LDO稳压器电路专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种无片外电容的LDO稳压器 电路 ，应用于片上系统，当输出模 块 的 输出 电压 上冲或下冲时，通过充电模块和放电模块可以对功率调整管的栅极进行充放电以增强瞬态响应；且当输出电压下冲时，如果输出电压未下冲至基准模块输出的基准电压，则可以令 开关 电容电路处于导通状态以增大功率调整管的栅极电容，起到降低输出电压的跳变速度，减小输出电压的进一步下冲的作用，而在输出电压下冲至基准电压之后，则又可以令开关电容断路关断以增强功率调整管的栅电压摆率，起到缩短瞬态响应后的建立时间，加快系统恢复到稳态的作用。可见，应用本LDO稳压器电路，能够消除抑制输出电压跳变和缩短瞬态响应后的建立时间之间的制约关系。，下面是一种无片外电容的LDO稳压器电路专利的具体信息内容。
1.一种无片外电容的LDO稳压器电路，应用于片上系统，包括带隙基准源、误差放大器和输出模块，其特征在于，还包括：
连接于功率调整管的栅极和所述输出模块的电压输出端之间，用于当所述输出模块的输出电压上冲时，对所述功率调整管的栅极进行充电的充电模块；
第一输入端与所述带隙基准源的基准电压输出端连接，第二输入端与所述电压输出端连接，输出端与所述功率调整管的栅极连接，用于当所述输出模块的输出电压下冲时，降低所述功率调整管的栅极电流的放电模块；
与所述电压输出端、所述放电模块和所述功率调整管的栅极连接，当自身导通时用于增大所述功率调整管的栅极电容和当自身关断时用于增强所述功率调整管的栅电压摆率的开关电容电路；
所述功率调整管的漏极与电源电压供电端连接，所述功率调整管的源极与所述电压输出端连接；
所述充电模块具体包括：
电流源；
与所述电压输出端和所述电流源连接的微分器；
与所述微分器、所述电源电压供电端和所述功率调整管的栅极连接的电流放大器。
2.根据权利要求1所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，所述微分器具体包括：
第一端与所述电压输出端连接的电容；
第一端与所述电容的第二端和所述电流放大器连接，第二端与所述电流放大器和所述电流源连接的电阻。
3.根据权利要求2所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，所述电流放大器具体包括：
栅极与所述电容的第二端连接、源极与所述电源电压供电端连接、漏极与所述电阻的第二端连接的第一PMOS场效应管；
栅极与所述电阻的第二端连接、源极与所述电源电压供电端连接，漏极与所述功率调整管的栅极连接的第二PMOS场效应管。
4.根据权利要求3所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，所述放电模块具体包括比较器和第一NMOS场效应管；
所述比较器的同向输入端与所述基准电压输出端连接，所述比较器的反向输入端与所述电压输出端连接，所述比较器的输出端与所述第一NMOS场效应管的栅极连接，所述第一NMOS场效应管的漏极与所述功率调整管的栅极连接，所述第一NMOS场效应管的源极接地。
5.根据权利要求4所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，所述开关电容电路具体包括：
输入端与所述比较器的输出端连接的反相器；
栅极与所述反相器的输出端连接的第二NMOS场效应管；
栅极与所述比较器的输入端连接的第三PMOS场效应管；
第二端与所述功率调整管的栅极连接的开关电容；
所述第二NMOS场效应管的源极以及所述第三PMOS场效应管的源极与所述开关电容的第一端连接，所述第二NMOS场效应管的漏极以及所述第三PMOS场效应管的漏极与所述电压输出端连接；或，所述第二NMOS场效应管的漏极以及所述第三PMOS场效应管的漏极与所述开关电容的第一端连接，所述第二NMOS场效应管的源极以及所述第三PMOS场效应管的源极与所述电压输出端连接。
6.根据权利要求5所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，所述开关电容具体为pF级电容。
7.根据权利要求1-6任一项所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，还包括：
与所述误差放大器和所述输出模块连接，用于消除所述误差放大器和所述功率调整管之间的前馈路径的电容通路。
8.根据权利要求7所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，所述电容通路具体为：
一端与所述误差放大器连接，另一端与所述电压输出端连接的补偿电容。
9.根据权利要求8所述的无片外电容的LDO稳压器电路，其特征在于，所述补偿电容具体为pF级电容。
一种无片外电容的LDO稳压器电路
技术领域
[0001] 本发明涉及电路领域，特别涉及一种无片外电容的LDO稳压器电路。
背景技术
[0002] 集成化是半导体行业的发展趋势之一，各种功能的电路模块均将越来越微型化和高频化，并最终集成到片上系统(SOC)。其中，LDO稳压器(低压线性稳压器)用于为SOC的各个电路模块提供高精度电压，其性能的好坏直接影响着SOC的性能。而由于无片外电容型的LDO稳压器具有体积小和外部接口少而便于集成的优点，所以，目前对于片上集成LDO稳压器的研究，多数均基于无片外电容型的LDO稳压器。
[0003] 在现有技术中，为了提高无片外电容型的LDO稳压器的频率特性和瞬态响应特性，往往在误差放大器输出端增加缓冲器或增大功率调整管的栅漏电容以增强功率调整管的栅电压摆率。可是，在主干路上增加缓冲器的方案虽然能够提高瞬间动态响应特性，但是不仅会增加静态功耗，降低LDO稳压器效率，还会影响频率响应，当负载突变时，LDO稳压器的输出电压跳变严重，稳定性较差；而增大功率调整管的栅漏电容的方案虽然能够提升频率特性，但不仅会延长瞬态响应后的建立时间(从输出电压上冲到最高或下冲到最低起到输出电压恢复到稳态值的时间)，瞬间动态响应性能较差，还会增大版图面积，增加集成难度。可见，现有的提高LDO稳压器的瞬间动态响应特性的技术方案，很难抑制LDO稳压器输出电压的跳变，频率特性差；现有的提升LDO稳压器的频率特性的技术方案，延长了瞬态响应后的建立时间，瞬间动态响应特性差。也就是说，在现有的技术方案中，抑制LDO稳压器的输出电压跳变和缩短瞬态响应后的建立时间存在制约关系。
[0004] 因此，如何消除抑制LDO稳压器的输出电压跳变和缩短瞬态响应后的建立时间之间的制约关系是本领域技术人员目前需要解决的技术问题。
发明内容
[0005] 本发明的目的是提供一种无片外电容的LDO稳压器电路，能够消除抑制LDO稳压器的输出电压跳变和缩短瞬态响应后的建立时间之间的制约关系。
[0006] 为了解决上述技术问题，本发明提供的一种无片外电容的LDO稳压器电路，应用于片上系统，包括带隙基准源和误差放大器、输出模块，还包括：
[0007] 连接于功率调整管的栅极和所述输出模块的电压输出端之间，用于当所述输出模块的输出电压上冲时，对所述功率调整管的栅极进行充电的充电模块；
[0008] 第一输入端与所述带隙基准源的基准电压输出端连接，第二输入端与所述电压输出端连接，输出端与所述功率调整管的栅极连接，用于当所述输出模块的输出电压下冲时，降低所述功率调整管的栅极电流的放电模块；
[0010] 优选地，所述充电模块具体包括：
[0011] 电流源；
[0012] 与所述电压输出端和所述电流源连接的微分器；
[0013] 与所述微分器、电源电压供电端和所述功率调整管的栅极连接的电流放大器。
[0014] 优选地，所述微分器具体包括：
[0015] 第一端与所述电压输出端连接的电容；
[0016] 第一端与所述电容的第二端和所述电流放大器连接，第二端与所述电流放大器和所述电流源连接的电阻。
[0017] 优选地，所述电流放大器具体包括：
[0018] 栅极与所述电容的第二端连接、源极与所述电源电压供电端连接、漏极与所述电阻的第二端连接的第一PMOS场效应管；
[0019] 栅极与所述电阻的第二端连接、源极与所述电源电压供电端连接，漏极与所述功率调整管的栅极连接的第二PMOS场效应管。
[0020] 优选地，所述放电模块具体包括比较器和第一NMOS场效应管；
[0021] 所述比较器的同向输入端与所述基准电压输出端连接，所述比较器的反向输入端与所述电压输出端连接，所述比较器的输出端与所述第一NMOS场效应管的栅极连接，所述第一NMOS场效应管的漏极与所述功率调整管的栅极连接，所述第一NMOS场效应管的源极接地。
[0022] 优选地，所述开关电容电路具体包括：
[0023] 输入端与所述比较器的输出端连接的反相器；
[0024] 栅极与所述反相器的输出端连接的第二NMOS场效应管；
[0025] 栅极与所述比较器的输入端连接的第三PMOS场效应管；
[0026] 第一端与所述第二NMOS场效应管和所述第三PMOS场效应管连接，第二端与所述功率调整管的栅极连接的开关电容。
[0027] 优选地，所述开关电容具体为pF级电容。
[0028] 优选地，还包括：
[0029] 与所述误差放大器和所述输出模块连接，用于消除所述误差放大器和所述功率调整管之间的前馈路径的电容通路。
[0030] 优选地，所述电容通路具体为：
[0031] 一端与所述误差放大器连接，另一端与所述电压输出端连接的补偿电容。
[0032] 优选地，所述补偿电容具体为pF级电容。
[0033] 本发明提供的无片外电容的LDO稳压器电路，应用于片上系统，当输出模块的输出电压上冲或下冲时，通过充电模块和放电模块可以对功率调整管的栅极进行充放电以增强瞬态响应；且当输出电压下冲时，如果输出电压未下冲至基准模块输出的基准电压，则可以令开关电容电路处于导通状态以增大功率调整管的栅极电容，起到降低输出电压的跳变速度，减小输出电压的进一步下冲的作用，而在输出电压下冲至基准电压之后，则又可以令开关电容断路关断以增强功率调整管的栅电压摆率，起到缩短瞬态响应后的建立时间，加快系统恢复到稳态的作用。可见，应用本LDO稳压器电路，通过合理地控制开关电容电路的导通与关断，能够消除抑制输出电压跳变和缩短瞬态响应后的建立时间之间的制约关系。附图说明
[0034] 为了更清楚地说明本发明实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。
[0035] 图1为本发明实施例提供的一种无片外电容的LDO稳压器电路的结构示意图；
[0036] 图2为本发明实施例提供的一种瞬态增强电路的电路图；
[0038] 图4为本发明实施例提供的一种误差放大器的内部电路图。
具体实施方式
[0039] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动的前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护范围。
[0040] 本发明的目的是提供一种无片外电容的LDO稳压器电路，能够消除抑制LDO稳压器的输出电压跳变和缩短瞬态响应后的建立时间之间的制约关系。
[0041] 为了使本领域的技术人员更好的理解本发明技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。
[0042] 图1为本发明实施例提供的一种无片外电容的LDO稳压器电路的结构示意图。本实施例提供的无片外电容的LDO稳压器电路应用于片上系统，如图1所示，包括带隙基准源10、误差放大器11、输出模块12，还包括：
[0043] 连接于功率调整管Mp的栅极和输出模块12的电压输出端之间，用于当输出模块12的输出电压Vout上冲时，对功率调整管Mp的栅极进行充电的充电模块13；
[0044] 第一输入端与带隙基准源10的基准电压输出端连接，第二输入端与电压输出端连接，输出端与功率调整管Mp的栅极连接，用于当输出模块12的输出电压Vout下冲时，降低功率调整管Mp的栅极电流的放电模块14；
[0045] 与所述电压输出端、所述放电模块14和所述功率调整管Mp的栅极连接，当自身导通时用于增大所述功率调整管Mp的栅极电容和当自身关断时用于增强所述功率调整管Mp的栅电压摆率的开关电容电路15。
[0046] 需要说明的是，LDO稳压器适用于降压应用，采用线性变换原理，功率调整管Mp设置于输出模块12中，其内阻可变，在不同负载下，功率调整管Mp的内阻也不同，以此来保证输出模块12的输出电压Vout(LDO稳压器电路的输出电压Vout)稳定。现有的LDO稳压器包括带隙基准源10、误差放大器11、输出模块12和反馈电路16。误差放大器11、输出模块12中的功率调整管Mp和反馈电路16组成了LDO稳压器电路的核心电路，构成负反馈环路，用以稳定输出电压值。
[0047] 瞬态响应是无片外电容LDO稳压器研究的重点之一，它反映了系统对负载瞬态变化的应对能力。当电源电压或负载发生跳变时，会将功率调整管Mp的输出电流和LDO稳压器的负载电流之间的差值放大，形成过冲电压。在这过程中，反馈电阻将输出变化的电压反馈给误差放大器11，而误差放大器11对功率调整管Mp的栅极电容充放电需要一个时间过程，功率调整管Mp不能迅速的响应，导致LDO稳压器的输出会有很大的上冲或下冲电压。
[0048] 输出电压Vout下冲时需要对功率调整管Mp的栅极进行放电，上冲时则需要对功率调整管Mp的栅极进行充电来实现瞬态响应。因此，本实施例提供的无片外电容的LDO稳压器电路还包括充电模块13和放电模块14，充电模块13与输出模块12的电压输出端连接以获取输出电压Vout，与功率调整管Mp的栅极连接以当输出电压Vout上冲时，对功率调整管Mp的栅极进行充电；放电模块14的第一输入端与带隙基准源10的基准电压输出端连接以获取基准电压，放电模块14的第二输入端与电压输出端连接以获取输出电压Vout，放电模块14的输出端与功率调整管Mp的栅极连接以当输出电压Vout下冲时，降低功率调整管Mp的栅极电流。即充电模块13用于处理输出电压Vout的上冲，放电模块14用于处理输出电压Vout的下冲。
[0049] 开关电容电路15与电压输出端、放电模块14和功率调整管Mp的栅极连接，以通过电压输出端输出的电压信号和放电模块14输出的信号确定输出电压Vout是否下冲至基准电压，在输出电压Vout下冲至基准电压之前，使自身保持在导通状态以增大功率调整管Mp的栅极电容，从而降低输出电压Vout的跳变速度，为放电模块14争取充足的响应时间，达到减小输出电压Vout的进一步下冲的目的；而在输出电压Vout下冲至基准电压Vset之后，则令自身进入关断状态，以减小自身的交流信号，利于放电模块14对功率调整管Mp的栅极放电，相当于增强了功率调整管Mp的栅电压摆率，从而可以缩短瞬态响应后的建立时间，加快系统恢复到稳态。
[0050] 下面以分析输出电压Vout下冲时的瞬态响应的具体过程为例进行说明，则输出电压Vout下冲时的瞬态响应的具体过程主要分为t1、t2两段响应过程。在t1时间内，电压下冲到最低，ΔV可表示为:
[0051]
[0052] 其中，ΔIL为负载电流变化值，Cout为输出端总电容，t1的值约为误差放大器11的增益带宽的倒数。在t2时间内，输出由下冲的最低值恢复到稳态值，在t2时间内LDO稳压器开始恢复稳定，功率调整管Mp的寄生电容处于放电状态，功率调整管Mp开始对负载供电直到输出电压稳定，所以t2的值主要取决于系统相位裕度，即极点位置，当极点向高频靠近时，时间常数越小，t2越小，但此时相位裕度也会减小，电路的稳定性会随之降低；反之亦然。
[0053] 本实施例提供的无片外电容的LDO稳压器电路，除了包括带隙基准源10、误差放大器11和输出模块12之外，还充电模块13、放电模块14和开关电容电路15，在负载突变时，充电模块13和放电模块14迅速对功率调整管Mp栅极充放电，增强系统瞬态响应。开关电容电路15在t1阶段导通，能够抑制输出电压Vout跳变，在t2阶段关断，能够增强功率调整管Mp栅电压摆率，缩短动态响应的建立时间，加快系统恢复到稳态。
[0054] 综上所述，本发明实施例提供的无片外电容的LDO稳压器电路，应用于片上系统，当输出模块的输出电压上冲或下冲时，通过充电模块和放电模块可以对功率调整管的栅极进行充放电以增强瞬态响应；且当输出电压下冲时，如果输出电压未下冲至基准模块输出的基准电压，则可以令开关电容电路处于导通状态以增大功率调整管的栅极电容，起到降低输出电压的跳变速度，减小输出电压的进一步下冲的作用，而在输出电压下冲至基准电压之后，则又可以令开关电容断路关断以增强功率调整管的栅电压摆率，起到缩短瞬态响应后的建立时间，加快系统恢复到稳态的作用。可见，应用本LDO稳压器电路，通过合理地控制开关电容电路的导通与关断，能够消除抑制输出电压跳变和缩短瞬态响应后的建立时间之间的制约关系。
[0055] 若将充电模块13、放电模块14和开关容电路15整体看作是一种瞬态增强电路，则图2为本发明实施例提供的一种瞬态增强电路的电路图。如图2所示，基于上述实施例，作为一种优选的实施方式，充电模块13具体包括：
[0056] 电流源；
[0057] 与电压输出端和电流源连接的微分器；
[0058] 与微分器、电源电压VDD供电端和功率调整管Mp的栅极MP-G连接的电流放大器。
[0059] 当输出电压Vout上冲时，微分器迅速产生大电流，使得电流放大器对功率调整管Mp的栅极MP-G进行充电。
[0060] 如图2所示，基于上述实施例，作为一种优选的实施方式，微分器具体包括：
[0061] 第一端与电压输出端连接的电容Cd；
[0062] 第一端与电容Cd的第二端和电流放大器连接，第二端与电流放大器和电流源连接的电阻Rd。
[0063] 当输出电压Vout上冲时，电容Cd两端出现电压差，迅速产生大电流，将电阻Rd的第二端电压拉低，使得电流放大器对功率调整管Mp的栅极MP-G进行充电。
[0064] 如图2所示，基于上述实施例，作为一种优选的实施方式，电流放大器具体包括：
[0065] 栅极与电容Cd的第二端连接、源极与电源电压VDD供电端连接、漏极与电阻Rd的第二端连接的第一PMOS场效应管M1；
[0066] 栅极与电阻Rd的第二端连接、源极与电源电压VDD供电端连接，漏极与功率调整管Mp的栅极MP-G连接的第二PMOS场效应管M2。
[0067] 当电阻Rd的第二端电压被拉低之后，第二PMOS场效应管M2的栅极和源极之间的电压变大，第二PMOS场效应管M2被导通，从而能够利用电源电压为功率调整管Mp的栅极MP-G充电。而第一PMOS场效应管M1起着放大电流的作用，能够减小电容Cd的值，利于集成。
[0068] 如图2所示，基于上述实施例，作为一种优选的实施方式，放电模块14具体包括比较器COM和第一NMOS场效应管M3；
[0069] 比较器COM的同向输入端与基准电压输出端连接，比较器COM的反向输入端与电压输出端连接，比较器COM的输出端与第一NMOS场效应管M3的栅极连接，第一NMOS场效应管M3的漏极与功率调整管Mp的栅极MP-G连接，第一NMOS场效应管M3的源极接地。
[0070] 比较器COM的同向输入端即为放电模块14的第一输入端，其与基准电压输出端连接以获取基准电压Vset，而基准电压Vset的大小则决定着放电模块14启动的阈值电压。比较器COM的反向输入端即为放电模块14的第二输入端，其与电压输出端连接以获取输出电压Vout。比较器COM的输出端即为放电模块14的输出端，其与第一NMOS场效应管M3的栅极连接以当输出电压Vout下冲直至低于基准电压Vset时，比较器COM向第一NMOS场效应管M3的栅极输出高电平，使第一NMOS场效应管M3导通，降低功率调整管Mp的栅极电流；而当输出电压Vout高于基准电压Vset时，则比较器COM向第一NMOS场效应管M3的栅极输出低电平，第一NMOS场效应管M3处于截止状态。
[0071] 另外，需要注意的是，如果带隙基准源10输出的基准电压Vset太灵敏或第一NMOS场效应管M3的电流过大，将会引起输出电压Vout振荡，一般地，可以设置为20mv左右，但是，在实际应用中，基准电压Vset的具体值应根据实际电路要求进行调节，本发明对此不作限定。
[0072] 如图2所示，基于上述实施例，作为一种优选的实施方式，开关电容电路15具体包括：
[0073] 输入端与比较器COM的输出端连接的反相器INV；
[0074] 栅极与反相器INV的输出端连接的第二NMOS场效应管M4；
[0075] 栅极与比较器COM的输入端连接的第三PMOS场效应管M5；
[0076] 第一端与第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5连接，第二端与功率调整管Mp的栅极MP-G连接的开关电容Cm。
[0077] 需要说明的是，在本实施例中，第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5并联，第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5的源极(或漏极)与开关电容Cm第一端连接，第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5的漏极(或源极)与电压输出端连接。在其它实施例中，只要保证与反相器INV连接的两个场效应管是并联关系，在与反相器INV的输出端连接的场效应管是PMOS场效应管的前提下，与比较器COM的输入端连接的场效应管也可以是NMOS场效应管。另外，开关电容Cm优选为pF级电容。
[0078] 将并联的第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5看作是开关电容电路15的全摆幅‘互补’开关，其等效电阻设为RK，则其值可以表示为：
[0079]
[0080] 其中，μn和μp分别为第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5的电子迁移率，和 分别为第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5的宽长比，VDD为供电电压，Vout为LDO稳压器的输出电压，Vth-n和Vth-p分别是第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5的阈值电压。
[0081] 可见，相对于单管而言，‘互补’开关的电阻值在导通和关断时变化要小很多。
[0082] 比较器COM的核心电路为带正反馈的高增益放大器，能降低微电流，节省功耗。反相器INV的输入端的信号和输出端的信号互补，将互补的信号分别连接到第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5的栅极，用以控制第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5的导通与截止。在电路正常工作时，第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5处于导通状态，能够增大功率调整管Mp的栅极电容，所以，当输出电压Vout下冲时，能够起到降低输出电压Vout的跳变速度的作用，使得放电模块14有充足的响应时间，减小输出电压Vout的进一步下冲。当输出电压Vout下冲而低于基准电压Vset时，反相器INV的输入端信号和输出端信号翻转，第二NMOS场效应管M4和第三PMOS场效应管M5处于截止状态，开关电容电路15的交流信号较小，有利于第一NMOS场效应管M3对功率调整管Mp的栅极MP-G放电，相当于增大了功率调整管Mp的栅电压摆率，有利于缩短瞬态响应后的建立时间。
[0083] 而且，值得注意的是，本申请中提供的瞬态增强电路由静态功耗较小的元器件(如场效应管)组成，相比于现有技术中添加静态功耗较大的缓冲器电路而言，应用本申请提供的技术方案，能够进一步减小静态功耗。
[0084] 由于无片外电容LDO稳压器的输出没有接大容值的电容，因此，本发明在LDO稳压器内部进行了频率补偿，使系统稳定。
[0085] 为了使本领域技术人员更好地理解本发明提供的技术方案，下面结合LDO稳压器电路的小信号等电路效图对利用开关电容电路15在LDO稳压器内部进行频率补偿的原理进行说明。
[0086] 图3为本发明实施例提供的一种LDO稳压器电路的小信号等效电路图。需要说明的是，在图3中，环路断开所加的信号未画出，Cm1表示补偿电容，RK表示‘互补’开关的等效电阻。由图4可知，误差放大器11的输出端存在一个主极点，LDO稳压器的输出端存在一个次极点和一个零点Z1，且零点Z1为：
[0087]
[0088] 其中，Cm1为补偿电容的值，gm2为功率调整管Mp的跨导，RK为‘互补’开关的等效电阻值。
[0089] 由零点Z1的计算公式可知，将RK设计的比 大，可以将右半平面的零点移向左半平面，改善LDO稳压器的稳定性。
[0090] 但是，在负载发生突变进行瞬态响应时，开关电容电路15的频率补偿作用会相对消弱，因此，基于上述实施例，作为一种优选的实施方式，本实施例提供的无片外电容的LDO稳压器电路还包括：
[0091] 与所述误差放大器11和所述输出模块12连接，用于消除所述误差放大器11和所述功率调整管Mp之间的前馈路径的电容通路。
[0092] 在具体实施中，电容通路与输出模块12连接可以是电容通路与LDO稳压器的输出端连接，电容通路与误差放大器11连接可以是电容通路与误差放大器11中的A端连接，将电容通路设置于误差放大器11的A端和LDO稳压器的输出端之间。
[0093] 为了说明电容通路的作用，以将电容通路设置于误差放大器11的A端和LDO稳压器的输出端之间为例进行说明。
[0094] 首先需要说明误差放大器11的A端具体为哪一端，下面结合附图对误差放大器11的A端具体为哪一端进行详细说明。图4为本发明实施例提供的一种误差放大器的内部电路图。如图4所示，VDD表示电源电压，GND表示接地端，V+和V-分别表示误差放大器11的正向输入端和反向输入端，Vo表示误差放大器11的输出端，A表示误差放大器11的A端。可见，在误差放大器11的A端和LDO稳压器的输出端之间引入电容通路，相当于在LDO稳压器结构中采用补偿电容消除了前馈通路，能够起到消除误差放大器11和功率调整管Mp之间的前馈路径的作用，将系统的次极点移向更高频处，提升LDO稳压器的频率特性。也就是说，尽管在负载发生突变进行瞬态响应时，开关电容电路15的频率补偿作用也会相对比较弱，但是电容通路的设置，能够确保LDO稳压器电路的足够稳定。
[0095] 基于上述实施例，作为一种优选的实施方式，电容通路具体为：
[0096] 一端与误差放大器11连接，另一端与电压输出端连接的补偿电容。
[0097] 而且，优选地，补偿电容具体为pF级电容。
[0098] 当电容通路具体为一端与误差放大器11连接，另一端与电压输出端连接的补偿电容时，不仅能够将误差放大器11的次极点移向更高频处，而且还能够减少补偿电容自身的电容值。
[0099] 以上对本发明所提供的一种无片外电容的LDO稳压器电路进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
[0101] 还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或者操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或者操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列的要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
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