一种不平衡电网下LC耦合型SVG的参数设计方法及其控制方
法和系统
技术领域
背景技术
[0002] 目前配电网主要面临系统功率因数低和三相不平衡等
电能质量问题。系统功率因数低是由于
无功电流过大引起的，这会增加设备和线路损耗，降低输电和变电设备的利用率，从而增加运行成本；而三相不平衡会产生负序电流，负序电流会在发
电机和
变压器内部引起附加热损耗，还会引起继电保护及自动装置误动作。上述问题已经越来越严重地影响了配电网和用电设备的安全、稳定运行。
[0003] 为了能解决上述问题，1986年，著名的电
力系统专家N.GHingorani博士提出了柔性交流输电技术(flexible AC transmission system，FACTS)。静止无功发生器(SVG)是其中一种非常重要的设备，其具有自适应能力强，动作响应速度快，补偿效果好等特点，能够综合解决电网中
无功功率和三相不平衡等电能质量问题，已成为改善配电网电能质量方面的研究热点。但是传统的SVG并网支路通常由一个
串联电抗器构成，这种拓扑结构下的直流侧电容
电压较大，一般是电网线电压的2倍左右，使得VSC输出的视在功率较高，从而相应的增加了补偿装置成本和
开关损耗，影响其推广应用。
[0004] 中国
专利200710196710.6提供了一种通过容性阻抗连接的静态同步无功补偿装置，包括基于全控型电力
电子器件的电压型逆变器、连接逆变器和电力系统的容性阻抗、以及控制装置，所述容性阻抗包括一个为了补偿无功而设定的电容和一个为了抑制电流
波动而加的电感。由于采用容性阻抗连接，逆变器直流部分的电压大大降低，减小了无功补偿的成本和
开关损耗。并提供了一种通过容性阻抗连接的静态同步无功补偿控制方法，包括如下步骤：首先，计算三相的瞬时无功；然后，再由瞬时无功计算出每相需要的无功补偿电流；之后，根据补偿电流的基频有效值和容性阻抗计算逆变器补偿基频无功所需输出的基波电压，动态补偿无功。该方法的实现首先需要根据准备安装STATCOM的地点所需的平均无功补偿容量，确定连接STATCOM和电力系统的容性阻抗。
[0005] 中国专利201410024703.8提供了一种静止同步补偿
电路，包括静止同步补偿器，静止同步补偿器输出端串接电容后接入配电系统，这种拓扑可以降低静止同步补偿器的直流侧电压，从而降低补偿器对电力电子器件耐压
水平的要求。还提供了一种基于该静止同步补偿电路的解耦控制方法，实现与上述主电路拓扑对应的恒直流电压解耦控制。
[0007] 1.传统的SVG能够综合解决电网中无功功率和三相不平衡等电能质量问题，但这种拓扑结构在补偿容性无功时，VSC逆变输出的电压要比电网电压大，导致直流侧电容电压较大，一般是电网电压的2倍左右，从而使得VSC输出的视在功率较高，相应的增加了补偿装置成本和开关损耗，影响其推广应用。
[0008] 2.LC耦合型SVG能有效地降低直流侧电容电压，但目前大多是应用于平衡系统，仅仅补偿无功功率，此时并网支路上串联LC参数的设计一般是根据所需补偿无功容量来设计的，该LC参数设计方法并不适用于不平衡系统中无功和负序综合补偿的情况，且不能使得直流侧电压最小。
[0009] 3.目前针对LC耦合型SVG系统所提出的控制策略，只是包含了无功功率补偿和直流电压稳定的平衡控制，并不能补偿不平衡系统中的负序电流，缺少一种对应的不平衡控制策略。
发明内容
[0010] 本发明主要针对三相三线制不平衡配电网中无功电流和负序电流的电能质量问题，提出一种不平衡电网下LC耦合型SVG的参数设计方法及其控制方法和系统，不但能够有效地治理无功和负序问题，而且还能使得VSC逆变
输出电压最小，即直流侧所需电容电压最小，减小了补偿装置的功率和开关损耗，降低了成本。
[0011] 一种不平衡电网下LC耦合型SVG的参数设计方法，当SVG直流侧电压最小时，LC耦合支路基波等值容抗Xc的绝对值按照以下公式计算获得：
[0012]
[0013] 其中：Us为电网电压，Ic为补偿电流，δ为补偿电流Ic与电网电压Us的夹
角， ILn和ILp分别为
负序电流分量和正序电流分量，θ1为负序电流分量ILn的
相位，θ2为正序电流分量ILp的相位。
[0014] ILn、ILp、θ1、θ2均为直接测量获得；
[0015] 所述LC耦合支路中电感L和电容C的取值按照以下公式计算获得：
[0016]
[0017]
[0018] 其中，QN为SVG的额定补偿无功功率，X*表示电抗率，取值范围为[0.15-0.3]，w为电网基波
频率，ws为换流器开关频率的角频率。
[0019] 一种不平衡电网下LC耦合型SVG的控制方法，利用上述方法，获取SVG直流侧电压最小时，LC耦合支路上元件参数，确定LC耦合型SVG电路，对所述参数确定的LC耦合型SVG电路，按照如下步骤对进行控制：
[0020] 步骤1：将直流侧电
压实时采集值Udc与直流侧电压给定值Udcref的误差输入PI
控制器；
[0021] 用于稳定LC-SVG直流侧电容两端的电压。
[0022] 步骤2：利用PI控制器输出的正序有功功率给定值p+*和需要补偿的无功功率给定值q+*基于瞬时功率理论计算出正序补偿参考电流iαβ+*；
[0023] 步骤3：将正序补偿参考电流iαβ+*和负序补偿参考电流iαβ-*相加，获得补偿参考电流iαβ*；
[0024] 其中，所述负序补偿参考电流iαβ-*基于SOGI-QSG基波正负序检测方法获得；
[0025] 步骤4：将LC耦合型SVG电路输出的补偿电流
采样值进行αβ坐标转换得到iαβ，将补偿参考电流iαβ*与LC耦合型SVG电路输出的补偿电流采样值iαβ的误差输入QPR控制器，在QPR-控制器的输出端引入电网负序电压反馈值uαβ，得到
三相电压调制
信号；
[0026] 所述电网负序电压反馈值uαβ-是将实时采集的电网负序电压值进行αβ坐标转换得到；
[0027] 步骤5：利用步骤4得到的三相电压调制信号与三角载波信号进行比较，得到用于LC耦合型SVG电路的6路SPWM驱动信号。
[0028] 整个控制环节十分简单，并且可以消除控制过程中的延时与误差。
[0029] 一种不平衡电网下LC耦合型SVG的控制系统，包括依次相连的电压外环模
块、补偿参考电流检测模块以及控
制模块；
[0030] 所述电压外环模块，通过直流侧电压给定值Udcref与采样值Udc的误差经过PI控制器构成；
[0031] 所述补偿参考电流检测模块，利用PI控制器输出的正序有功功率给定值p+*和需要补偿的无功功率给定值q+*基于瞬时功率理论计算出正序补偿参考电流iαβ+*，将正序补偿参考电流iαβ+*和负序补偿参考电流iαβ-*相加，获得补偿参考电流iαβ*；
[0032] 其中，所述负序补偿参考电流iαβ-*基于SOGI-QSG基波正负序检测方法获得；
[0033] 所述
控制模块，将补偿参考电流检测模块输出的补偿参考电流iαβ*与LC耦合型SVG电路输出的补偿电流采样值iαβ的误差输入QPR控制器，在QPR控制器的输出端引入电网负序电压反馈值uαβ-，得到三相电压调制信号，利用三相电压调制信号与三角载波信号进行比较，得到用于LC耦合型SVG电路的6路SPWM驱动信号。
[0034] 有益效果
[0035] 本发明提供了一种不平衡电网下LC耦合型SVG的参数设计方法及其控制方法和系统，所述参数设计方法使得直流侧所需电压最小时，补偿不平衡电网中无功和负序电流；应用该方法确定的LC耦合型SVG电路用于补偿容性无功时，VSC逆变输出的电压要比电网电压小，从而大大降低了直流侧电容电压，减小了功率和开关损耗，降低了成本；所述的控制方法，基于改进广义积分器(SOGI)的补偿参考电流检测和准比例谐振(QPR)控制相结合的不平衡控制策略，通过直接在αβ
坐标系下采用QPR控制对补偿参考电流进行
跟踪控制，整个控制环节十分简单，并且可以消除控制过程中的延时与误差。
附图说明
[0036] 图1为LC-SVG主电路系统结构示意图；
[0037] 图2为正序等效电路结构示意图；
[0038] 图3为负序等效电路结构示意图；
[0039] 图4为A相负序和无功电流补偿矢量图；
[0041] 图6为本发明提出的不平衡控制策略框图；
[0042] 图7为基于SOGI的移相电路图；
[0043] 图8为基于SOGI的基波正负序分量检测原理图；
[0045] 图10为系统补偿前后
三相电流仿真波形示意图。
具体实施方式
[0046] 下面将结合附图和
实施例对本发明做进一步地说明。
[0047] LC耦合型SVG(简称LC-SVG)主电路系统结构如图1所示，相比较传统SVG，在并网支路上增加了与滤波电感L串联的电容C。图1中，电压源换流器(VSC)采用典型的二电平结构，us为配电网
电源电压；uc为VSC逆变输出电压的基波分量，负荷呈阻感性；is、iL和ic分别为电网侧输出电流、负荷电流和VSC输出补偿电流；Udc为直流侧电容Cdc电压。
[0048] 当LC-SVG补偿装置用于实现无功功率和不平衡负荷补偿时，VSC需要输出的补偿电流包含正序无功电流和负序电流两部分。下面运用对称分量法，分别对配电网三相负荷不平衡情况下LC-SVG的正序、负序等效电路进行分析。
[0049] LC-SVG被控制为电压源，在仅考虑基波分量时，则其正序等效电路如图2所示，下标1表示正序分量。
[0050] 图2中，Us1为配电网电源电压正序分量，Uc1为VSC逆变输出电压的正序分量，Ic1为LC-SVG输出补偿电流的正序分量。当系统没有故障时，配电网电源电压被视为三相严格对称，因此只包含正序分量，即Us1＝Us。
[0051] 根据基尔霍夫电压定律，由正序等效电路可得：
[0052]
[0053] 式中，w为电网电压基波角频率。
[0054] 对于LC-SVG而言，串联C后，并网滤波支路上的基波阻抗呈容性，即LC满足：1/wc>wL。则由式(1)可知，为使得LC-SVG发出容性补偿无功，Uc1和Us1之间的关系为：Uc1
[0055] LC-SVG的负序等效电路如图3所示，下标2表示负序分量。图中，Uc2为VSC逆变输出电压的负序分量，Ic2为LC-SVG输出补偿电流的负序分量。
[0056] 同样，由负序等效电路可得：
[0057]
[0058] 当LC-SVG对不平衡负荷进行补偿时，由式(2)可知，当所需补偿的电流Ic2一定时，在满足要求的LC参数范围内，容性阻抗越大，Uc2越大。
[0059] 如上所述，在对不平衡负荷补偿的情况下，VSC逆变输出电压Uc为其正序分量Uc1和负序分量Uc2之和，而且Uc1的大小与并网支路上的容性阻抗成反比，Uc2的大小与并网支路上的容性阻抗成正比。为此，考虑到经济成本，可以合理的设计LC参数，使得VSC逆变输出电压最小。
[0060] 三相补偿控制相互独立，以A相为例进行分析，其无功和负序补偿相量关系如图4所示。图中，以A相电网电源电压Usa为参考量，ILa为A相负荷电流，包含正序分量ILap和负序分量ILan，则LC-SVG需要补偿的电流为正序无功分量Icap和负序分量Ican，即Ica。因为LC-SVG并网支路上的等效阻抗呈容性，故其阻抗电压ULCa滞后Ica 90°，则VSC逆变输出电压UCa的末端在Ica的垂线L上变动。从图中可以看出，Ica一定时，随着容性阻抗的逐渐增大，ULCa由小变大(BA→CA→DA)，UCa的正序分量由大变小(OG→OF→OE)，UCa的负序分量由小变大(BG→CF→DE)，而UCa则经历了由大变小，再由小变大的过程(OB→OC→OD)。
[0061] 其中Uca的最小值Ucamin出现在Uca与Ica重合的
位置。对于每一个Ica的相位(图中δa)，均存在Uca的最小值Ucamin，且应满足：
[0062]
[0063] 式中，δa为补偿电流Ica与电网电压Usa的夹角，θ1为负序电流分量Ina的相位，θ2为正序电流分量ILap的相位，∣Xcm∣对应Uca＝Ucamin时，LC耦合支路基波等值容抗Xc的绝对值。
[0064] 式中，δa为补偿电流Ica与电网电压Usa的夹角，θ1为负序电流分量Ina的相位，θ2为正序电流分量ILap的相位，∣Xcm∣对应Uca＝Ucamin时，LC耦合支路基波等值容抗Xc的绝对值。
[0065] 而LC-SVG并网滤波支路串联C的目的只是改变滤波支路的基波阻抗性质，串联电感L仍可按照传统SVG的一般选取原则进行确定，即：
[0066]
[0067] 式中，QN为SVG的额定补偿无功功率，电抗率X*的取值范围一般为[0.15-0.3]。
[0068] 同时为了LC串联基波阻抗在工频下呈容性，而在特征谐波频率(主要是换流器开关频率)下呈感性，需满足：
[0069]
[0070] 式中：ws为换流器开关频率的角频率。
[0071] 因此，综合式(3)、(4)和(5)，可得最优LC参数。
[0072] 图5为传统的不平衡控制策略框图，这是一种基于d-q坐标变换的正序、负序双电流内环
叠加的不平衡控制策略，需要在正序、负序同步旋转坐标系下将正序分量和负序分量分离，然后同步完成正序无功分量和负序分量的补偿控制；这种不平衡控制策略结构复杂，需要大量的旋转坐标变换，运算量较大，会给控制环带来延时和误差。
[0073] 图6是提出的新不平衡控制策略框图，克服了传统正序、负序双电流内环叠加的不平衡控制策略的缺点，在引入SOGI-QSG基波正负序检测的
基础上，进行补偿参考电流检测，可以快速准确地检测出正序无功电流、负序电流和
支撑直流侧电容稳定的正序有功电流，并直接在αβ坐标系下采用QPR控制对补偿参考电流进行跟踪控制，整个控制环节十分简单，并且可以消除控制过程中的延时与误差。
[0074] 具体的控制策略为：直流侧电压给定值Udcref与采样值Udc的误差经过PI控制器构成直流电压外环，用于稳定LC-SVG直流侧电容两端的电压。电压外环产生的正序有功功率给定值p+*和需要补偿的无功功率给定值q+*可基于瞬时功率理论计算出正序补偿参考电流iαβ+*，再将iαβ+*和直接检测出来的负序补偿参考电流iαβ-*相加便得到了满足要求的补偿参* *考电流iαβ。然后直接在αβ坐标系下，将iαβ与LC-SVG输出的补偿电流采样值iαβ的误差经过QPR控制器，在QPR控制器的输出端引入电网负序电压反馈值uαβ-，从而得到三相电压调制信号，与三角载波相比较便可产生6路SPWM驱动信号。
[0075] 为了得到补偿参考电流iαβ*，包含正序参考电流iαβ+*和负序参考电流iαβ-*两部分，+ - -需要计算出电网电压的正序分量uαβ、负序分量uαβ和负载电流的负序分量iαβ。从图6中可以看出，而本发明采用一种基于改进广义积分器(SOGI)的基波正负序分量检测方法，相较于常用方法，在正负序同步旋转坐标系下将正序和负序分量分离，然后通过低通
滤波器或其他
算法得到正序和负序分量；虽然常规方法具有较好的稳态和动态性能，但对
锁相环的要求较高，需要大量的旋转坐标变换，运算量较大，会给控制环带来延时和误差，而本发明所述方法无需
锁相环、
低通滤波器和旋转坐标变换，动态响应快，消除了控制环的延时和误差。
[0076] 首先基于SOGI的移相电路如图7所示，主要传递函数如下：
[0077]
[0078]
[0079] 式中，v是
输入信号，α和qα是一对输出的
正交信号，ω0是无阻尼自然频率，k是阻尼比。
[0080] SOGI的输入信号为电网电压us时，
输出信号是相位相差90°的正弦信号usα和usβ(usα与输入电网电压us的基波相位、幅值和频率相同，usβ与输入电网电压us的基波相位相差90°，幅值和频率相同)。SOGI-QSG实现了对输入信号的滤波以及正交信号的产生，再经过对称分量矩阵运算后得到正序分量和负序分量，如图7所示。
[0081] 图8中的PSC和NSC分别为正负序对称分量矩阵运算，分别对应公式(8)和(9)。
[0082]
[0083]
[0084] 式中，uα′和quα′是输入信号为uα时，由SOGI移相电路得到的一对正交输出信号，uβ′和quβ′是输入信号为uβ时，由SOGI移相电路得到的一对正交输出信号， 和 是uabc在αβ坐标系下的正序分量， 和 是uabc在αβ坐标系下的负序分量。
[0085] 图7是图8中的SOGI-QSG模块，分别将输入信号uα和uβ通过移相得到uα′、quα′和uβ′、quβ′两组正交输出信号，通过图8的基波正负序分量检测方法得到图6中所需的
[0086] 图9为直流侧电压仿真波形，设定传统SVG的直流侧电压为800V，在同样的负载条件下，为达到同样的补偿效果，常规LC-SVG的直流侧电压需要600V，而最小电压设计LC-SVG的直流侧电压只需要500V，大大降低了直流侧电压，有利于降低补偿装置的功率损耗。
[0087] 图10为系统补偿前后三相电流仿真波形，补偿前，三相电流严重不平衡，在0.1s投入补偿装置后，三相电流基本上能在一个周波内(0.02s)达到平衡，补偿效果良好。
[0088] 本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的
修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附
权利要求书所定义的范围。
