技术领域
[0001] 本
发明涉及变流器领域，尤其涉及三
相变流器的调制方法，具体涉及的是 一种新型的全范围内电容
电压可平衡的适用于二极管钳位型任意电平变流器的 调制方法。
背景技术
[0002] 随着电
力电子技术的进步，电力电子装置正朝着大容量、低损耗方向快速 发展。二极管钳位型多电平拓扑是一种适合于高压大功率应用的拓扑。该拓扑 具有较低的电压
应力、较小的
输出电压畸变和较低的系统
电磁干扰等优点，已 在新
能源发电、
电机驱动和
电能质量及补偿领域得到了广泛应用。
[0003] 为使二极管钳位型任意电平变流器具有良好的输出特性，高效的
脉宽调制 方法应满足以下两个要求：
[0004] 1)具备良好的电容电压平衡能力；
[0005] 2)较小的
开关损耗，以提高系统的效率。
[0006] 适合于二极管钳位型任意电平变流器的调制方法及相应的电容电压控制方 法，一直是研究的热点问题。虚拟空间矢量脉宽调制方法(VSVPWM)最早是针对 中点钳位型三电平变流器的中点电压平衡问题提出的，该方法在中点钳位型三 电平变流器的中点电压控制上表现出了优异的特性，可在全功率因数、全调制 度范围内实现单个开关周期内中点电压不变。当VSVPWM延伸至四电平乃至任意 电平变换器中，也可获得了较为完美的解决方案，并有效的控制多个电容电压。
[0007] 尽管VSVPWM在平衡电容电压能力上表现出优良的特性，但在一个开关周期 内三相总共会产生3N-5次开关动作。使之较CBPWM和SVPWM
开关损耗大，特别是 当功率因数较低时，电压中间相所对应的瞬时
电流较大，导致VSVPWM在低功率 因数时开关损耗显著增大。
发明内容
[0008] 为了解决上述
现有技术存在的不足之处，本发明提出了一种适用于二极管 钳位型任意电平变流器的调制方法，它可以在全功率因数、全调制度范围内维 持电容电压不变；且单个开关周期内只有2N-3次开关动作，开关损耗显著降低 实现二极管钳位型任意电平变流器的优化控制。
[0009] 本发明是通过以下技术方案实现的：
[0010] 本发明提供了一种适用于二极管钳位型任意电平变流器的调制方法，包括 以下步骤：
[0011] 步骤S1：采集二极管钳位型任意电平变流器直流侧的电容电压、三相输出 相电流、三相输出相电压，对三相输出相电压进行排序，得到
三相电压的最大 值、三相电压的最小值和三相电压的中间值；
[0012] 步骤S2：计算二极管钳位型任意电平变流器在不同开关模式下的三相占空 比；
[0013] 步骤S3：设定三相占空比约束条件，以设定的约束条件和实现最小开关损 耗为准则选择合适的开关模式；
[0014] 步骤S4：根据步骤S3最终选择的开关模式下各相各个电平的占空比，生成 各相各个电平的调制波；
[0015] 步骤S5：将各相各个电平的调制波分别与单载波比较，得到多个PWM序列， 将同一相的多个PWM序列相加，即为该相的整个PWM序列，从而实现对所述二极 管钳位型任意电平变流器的调制。
[0016] 优选地，
[0017] 所述步骤S1中，采集的二极管钳位型任意电平变流器直流侧的电容电压依 次记为：第1个电容电压uC1，...，第k个电容电压uCk，...，第N-1个电容电压uCN-1， k＝1,2,…,N-1；三相输出相电流分别为ia、ib、ic，三相输出相电压分别为ua、 ub、uc，并对所述三相输出电压排序，得到最大电压umax＝max(uA，uB，uC)，最小 电压umin＝min(uA，uB，uC)，中间电压umid＝mid(uA，uB，uC)；
[0018] 所述步骤S2中，二极管钳位型任意电平变流器具有六种开关模式，该六种 开关模式下的三相占空比的计算方法包括：
[0019] 模式1：当电压最大相没有开关动作，并被钳位到N-1电平；电压中间相有 N-1次开关动作，历遍所有电平；电压最小相有N-2次开关动作，由0电平，…， N-2电平组成，模式1下的三相占空比模型计算方法如下：
[0020]
[0021]
[0022] dmin,N-1＝0
[0023]
[0024]
[0025]
[0026] dmax,N-1＝1,dmax,N-2＝...＝dmax,1＝0,dmax,0＝0
[0027] K＝-imid/imin
[0028] 式中，dkn(k＝max,min,mid；n＝0,1...N-1)表示umax相、umid相和umin相的 0,1...N-1电平的占空比；
[0029] 模式2：当电压最大相没有开关动作，并被钳位至N-1电平；电压中间相N-2 次开关动作，输出由1电平，...，N-1电平组成，电压最小相有N-1次开关动作， 历遍所有电平，模式2下的三相占空比模型计算方法如下：
[0030]
[0031]
[0032]
[0033] dmid,0＝0
[0034]
[0035]
[0036] dmax,0＝0,dmax,N-2＝…＝dmax,1＝0,dmax,N-1＝1
[0037] K＝-imid/imin
[0038] 模式3：当电压最大相没有开关动作，并被钳位至N-1电平；电压中间相 N-2次开关动作，输出由0,...，N-2电平组成组成，电压最小相有N-1次开关 动作，历遍所有电平，模式3下的三相占空比模型计算方法如下：
[0039]
[0040]
[0041]
[0042]
[0043]
[0044] dmid,N-1＝0
[0045] dmax,0＝0
[0046] dmax,N-2＝...＝dmax,1＝0
[0047] dmax,N-1＝1
[0048] K＝-imid/imin
[0049] 模式4：当电压最小相没有开关动作，并被钳位至0电平；电压中间相有 N-2次开关动作，由1电平，...，N-1电平组成；电压最大相有N-1次开关动 作，历遍所有电平，模式4下的三相占空比模型计算方法如下：
[0050] dmin,0＝1,dmin,N-2＝…＝dmin,1＝0,dmin,N-1＝0
[0051] dmid,0＝0
[0052]
[0053]
[0054]
[0055]
[0056]
[0057] K＝-imid/imax
[0058] 模式5：当电压最小相没有开关动作，并被钳位至0电平；电压中间相有 N-2次开关动作，由0电平，...，N-2电平组成；电压最大相有N-1次开关动 作，历遍所有电平，模式5下的三相占空比模型计算方法如下：
[0059] dmin,0＝1
[0060] dmin,N-2＝…＝Dmin,1＝0
[0061] dmin,N-1＝0
[0062]
[0063]
[0064] dmid,N-1＝0
[0065]
[0066]
[0067]
[0068] K＝-imid/imax
[0069] 模式6：电压最小相没有开关动作，并钳位至0电平，电压中间相有N-1次 开关动作，历遍所有电平，电压最大相有N-2次开关动作，由1电平，…，N-1 电平组成，模式6下的三相占空比模型计算方法如下：
[0070] dmin,0＝1
[0071] dmin,N-2＝…＝dmin,1＝0
[0072] dmin,N-1＝0
[0073]
[0074]
[0075]
[0076] dmax,0＝0
[0077]
[0078]
[0079] K＝-imid/imax
[0080] 所述步骤S3中，三相占空比约束条件满足：
[0081] 0＜dkn＜1
[0082] 以设定的约束条件和实现最小开关损耗为准则选择合适的开关模式的方法 为：
[0083] 步骤S301：选择满足设定的约束条件的某种模式为优化备选模式；
[0084] 步骤S302：分别计算各模式在不同功率因素
角下三相总的开关损耗PSL，而 每相的开关损耗与该相电流和开关次数有关，即：
[0085]
[0086] 其中fk为单个开关周期内k相的开关次数；
[0087] 步骤S303：选择三相总的开关损耗PSL最小的优化备选模式为最终的开关模 式。
[0088] 所述步骤S4中，各相各个电平的调制波为：
[0089]
[0090] 本发明的有益效果是：
[0091] 1.本发明针对二极管钳位型任意电平变流器的调制问题，计算多种模式下 得到的三相各个电平的占空比，在满足三相占空比约束条件前提下，以实现最 小开关损耗为目标，确定最终的开关模式。从而有效降低了系统的开关损耗， 提高了变流器的运行效率，在全功率因数、全调制度范围内实现一个开关周期 内电容电压平衡，从而实现二极管钳位型任意电平变流器的优化控制。
[0092] 2.本发明可以抑制电容电压低频振荡，同时相对于传统的VSVPWM，本发明 单个开关周期内只有2N-3次开关动作的调制方法，开关次数减少，开关损耗降 低。
[0093] 3.本发明无需增加任何外设，系统成本低，控制方法简单，易于实现。
附图说明
[0094] 图1为本发明提出的二极管钳位型任意电平变流器的调制方法
流程图[0095] 图2为用单载波与多调制波比较实现本发明的调制方法；
[0096] 图3为本发明的调制方法和VSVPWM在不同功率因数和调制度下的开关损耗；
[0097] 图4(a)为本发明的调制方法在m＝0.3,φ＝π/12的实验结果；
[0098] 图4(b)为本发明的调制方法在m＝0.3,φ＝5π/12的实验结果；
[0099] 图4(c)为本发明的调制方法在m＝0.9,φ＝π/12的实验结果；
[0100] 图4(d)为本发明的调制方法在m＝0.9,φ＝5π/12的实验结果；
具体实施方式
[0101] 为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解， 下面结合具体图示，进一步阐述本发明。
[0103] 如图1所示，本发明的适用于二极管钳位型任意电平变流器的的非连续脉宽 调制方法流程图，实时检测三电平变流器的输出相电压、相电流，并判断三相 输出电压的大小关系，首先计算出六种模式下的各相0、1、2电平的占空比，进 而以三相占空比约束条件和实现最小开关损耗为准则，选择合适的模式，最后 采用单载波与多调制波比较后得到三电平变流器的开关序列，从而实现对任意 电平变流器的调制，具体的说，按如下步骤进行：
[0104] 步骤S1：采集所述二极管钳位型任意电平变流器直流侧第1个电容电压 uC1，...，第k个电容电压uCk，...，第N-1个电容电压uCN-1，k＝1,2,…,N-1；三 相输出相电流分别为ia、ib、ic，三相输出相电压分别为ua、ub、uc，并对所述三 相输出电压排序，得到最大电压umax＝max(uA，uB，uC)，最小电压umin＝min(uA， uB，uC)，中间电压umid＝mid(uA，uB，uC)；
[0105] 步骤S2：计算二极管钳位型任意电平变流器在六种开关模式下的三相占空 比，包括；
[0106] 模式1：当电压最大相没有开关动作，并被钳位到N-1电平，电压中间相有 N-1次开关动作，历遍所有电平；电压最小相有N-2次开关动作，由0电平，…， N-2电平组成，模式1下的三相占空比模型计算方法如下：
[0107]
[0108]
[0109] dmin,N-1＝0
[0110]
[0111]
[0112]
[0113] dmax,N-1＝1,dmax,N-2＝...＝dmax,1＝0,dmax,0＝0
[0114] K＝-imid/imin
[0115] 式中，dkn(k＝max,min,mid；n＝0,1...N-1)表示umax相、umid相和umin相的 0,1...N-1电平的占空比；
[0116] 模式2：当电压最大相没有开关动作，并被钳位至N-1电平；电压中间相N-2 次开关动作，输出由1电平，...，N-1电平组成，电压最小相有N-1次开关动作， 历遍所有电平，模式2下的三相占空比模型计算方法如下：
[0117]
[0118]
[0119]
[0120] dmid,0＝0
[0121]
[0122]
[0123] dmax,0＝0,dmax,N-2＝…＝dmax,1＝0,dmax,N-1＝1
[0124] K＝-imid/imin
[0125] 模式3：当电压最大相没有开关动作，并被钳位至N-1电平；电压中间相 N-2次开关动作，输出由0,...，N-2电平组成组成，电压最小相有N-1次开关 动作，历遍所有电平，模式3下的三相占空比模型计算方法如下：
[0126]
[0127]
[0128]
[0129]
[0130]
[0131] dmid,N-1＝0
[0132] dmax,0＝0
[0133] dmax,N-2＝...＝dmax,1＝0
[0134] dmax,N-1＝1
[0135] K＝-imid/imin
[0136] 模式4：当电压最小相没有开关动作，并被钳位至0电平；电压中间相有 N-2次开关动作，由1电平，...，N-1电平组成；电压最大相有N-1次开关动 作，历遍所有电平，模式4下的三相占空比模型计算方法如下：
[0137] dmin,0＝1,dmin,N-2＝…＝dmin,1＝0,dmin,N-1＝0
[0138] dmid,0＝0
[0139]
[0140]
[0141]
[0142]
[0143]
[0144] K＝-imid/imax
[0145] 模式5：当电压最小相没有开关动作，并被钳位至0电平；电压中间相有 N-2次开关动作，由0电平，...，N-2电平组成；电压最大相有N-1次开关动 作，历遍所有电平，模式5下的三相占空比模型计算方法如下：
[0146] dmin,0＝1
[0147] dmin,N-2＝…＝Dmin,1＝0
[0148] dmin,N-1＝0
[0149]
[0150]
[0151] dmid，N-1＝0
[0152]
[0153]
[0154]
[0155] K＝-imid/imax
[0156] 模式6：电压最小相没有开关动作，并钳位至0电平，电压中间相有N-1次 开关动作，历遍所有电平，电压最大相有N-2次开关动作，由1电平，…，N-1 电平组成，模式6下的三相占空比模型计算方法如下：
[0157] dmin,0＝1
[0158] dmin,N-2＝…＝dmin,1＝0
[0159] dmin,N-1＝0
[0160]
[0161]
[0162]
[0163] dmax,0＝0
[0164]
[0165]
[0166] K＝-imid/imax
[0167] 步骤S3：根据三相占空比约束条件以及实现最小开关损耗为准则选择合适 的模式，包括：
[0168] 步骤S301：选择满足下式的约束条件的某种模式为优化备选模式：
[0169] 0＜dkn＜1
[0170] 步骤S302：分别计算各模式在不同功率因素角下开关损耗，三相总的开关 损耗PSL为每相开关损耗之和，而每相的开关损耗与该相电流和开关次数有关， 即：
[0171]
[0172] 其中fk为单个开关周期内k相的开关次数；
[0173] 步骤S303：选择三相总的开关损耗PSL最小的优化备选模式为最终的开关模 式。
[0174] 步骤S4：根据步骤S3最终选择的开关模式下各相各个电平的占空比，生成 各相各个电平的调制波：
[0175] 本发明采用单载波与多调制波比较的方式，图2给出了二极管钳位型任意电 平变流器的调制方法的PWM序列的实现方式，结合步骤S3所选择的模式各相各个 电平的占空比，根据几何关系易得到多调制波为：
[0176]
[0177] 步骤S5：将各相各个电平的调制波分别与一个单载波比较，得到多个PWM序 列，将同一相的多个PWM序列相加，即为该相的整个PWM序列。
[0178] 为了验证本发明所述调制方法的效果，本实施例中，在一个基波周期内， 分别计算了本发明的调制方法和VSVPWM两种常规调制方法的开关损耗，如图3所 示，可以看出，在功率因数较高时，VSVPWM开关损耗和本发明提出的调制策略 开关损耗接近；而在功率因数较低时，VSVPWM开关损耗明显大于本发明提出的 调制策略开关损耗。
[0179] 最后，根据选择的模式产生所述二极管钳位型任意电平变流器的开关序列， 实现对所述二极管钳位型任意电平变流器的调制。
[0180] 以三电平为例，分别选取(a)m＝0.3,φ＝π/12,(b)m＝0.3,φ＝5π/12，(c) m＝0.9,φ＝π/12，(d)m＝0.9,φ＝5π/12进行实验，验证本发明调制方法的正确 性。uAB为本发明获得的线电压
波形。从图4可以看出本发明提出的调制方法的相 电压在有些区域被钳位，有些区域有两次开关动作，有些区域只有一次开关动 作，且在一个基波周期内，两次开关动作区域和被钳位区域大概相等，因此每 个开关周期内每相开关动作为一次，总共发生了三次开关动作。相比于VSVPWM 可以有效的降低开关动作次数和开关损耗。
[0181] 以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细， 但并不能因此而理解为对本发明
专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域 的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干
变形和 改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附
权利要求为准。
