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调制器

阅读：925发布：2020-05-12

专利汇可以提供调制器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本申请涉及时间编码调制器 TEM。TEM接收输入信号且输出时间编码输出信号。滤波器布置接收输入信号和来自TEM输出的反馈信号，且至少部分地基于反馈信号生成经滤波的信号。比较器接收经滤波的信号且至少部分地基于经滤波的信号输出时间编码信号。时间编码调制器在滤波器布置被配置为有源滤波器的第一模式中能操作，且在滤波器布置被配置为无源滤波器的第二模式中能操作。滤波器布置可包括运算放大器、电容和开关网络。在第一模式中，运算放大器被启用且与电容耦合以提供有源滤波器。在第二模式中，运算放大器被禁用且电容被耦合至用于反馈信号的信号路径以提供无源滤波器。，下面是调制器专利的具体信息内容。

权利要求

1.一种时间编码调制器装置，包括：
一个用于接收输入信号的输入和一个用于输出输出信号的输出；
一个滤波器布置，被配置为接收该输入信号以及接收来自该输出的反馈信号，且至少部分地基于该反馈信号生成经滤波的信号；以及
一个比较器，被配置为接收该经滤波的信号且至少部分地基于该经滤波的信号来输出时间编码信号，
其中时间编码调制器在第一模式中和在第二模式中能操作，在该第一模式中，该滤波器布置被配置为有源滤波器，在该第二模式中，该滤波器布置被配置为无源滤波器；以及其中该输出信号基于该时间编码信号。
2.根据权利要求1所述的时间编码调制器装置，其中该滤波器布置包括第一运算放大器，该第一运算放大器在该第一模式中被启用且在该第二模式中被禁用。
3.根据权利要求2所述的时间编码调制器装置，其中该滤波器布置包括第一电容和一个开关网络，该开关网络包括多个开关，所述多个开关能操作以经由该滤波器布置在所述第一模式和第二模式中建立不同的信号路径。
4.根据权利要求3所述的时间编码调制器装置，其中在该第一模式中，该滤波器布置被配置为将该第一电容耦合在该第一运算放大器两端。
5.根据权利要求2至4中的任一项所述的时间编码调制器装置，其中在该第一模式中，该滤波器布置被配置为使得该输入信号与该反馈信号组合且被供应至该第一运算放大器的一个输入，使得该经滤波的信号取决于组合的输入信号和反馈信号，且其中该比较器被配置为将该经滤波的信号与至少一个限定的阈值进行比较。
6.根据权利要求3至5中的任一项所述的时间编码调制器装置，其中在该第二模式中，该滤波器布置被配置为使得该反馈信号被供应至该滤波器布置的第一节点，且该第一电容被耦合在所述第一节点和一个限定的参考电压之间。
7.根据权利要求6所述的时间编码调制器装置，其中在该第二模式中，控制该第一运算放大器的一个输出级，以提供所述限定的参考电压。
8.根据权利要求6或7所述的时间编码调制器装置，其中在该第二模式中，该滤波器布置被配置为使得该输入信号与该反馈信号在该第一节点处组合，使得该经滤波的信号取决于组合的输入信号和反馈信号，且其中该比较器被配置为将该经滤波的信号与至少一个限定的阈值进行比较。
9.根据权利要求6或7所述的时间编码调制器装置，其中在该第二模式中，该滤波器布置被配置为使得该第一节点被耦合至该比较器的一个输入，使得该经滤波的信号取决于该反馈信号，且该输入信号被供应至该比较器的另一输入，使得该比较器被配置为将该经滤波的信号与该输入信号进行比较。
10.根据权利要求8所述的时间编码调制器装置，其中该滤波器布置被配置为使得在该第一模式中，该经滤波的信号被供应至该比较器的第一比较器输入，其中该比较器的第二比较器输入被耦合至一个阈值信号，且在该第二模式中，该经滤波的信号被供应至该第二比较器输入，且该输入信号被供应至该第一比较器输入。
11.根据权利要求1至9中的任一项所述的时间编码调制器装置，其中该时间编码调制器装置包括一个受控反相器，用于在所述第一模式和第二模式的一个模式中，选择性地使从该比较器所输出的该时间编码信号反相，且在所述第一模式和第二模式的另一模式中，选择性地不使从该比较器所输出的该时间编码信号反相。
12.根据任一项前述权利要求所述的时间编码调制器装置，其中该比较器是迟滞比较器。
13.根据权利要求12所述的时间编码调制器装置，其中由该迟滞比较器所施加的迟滞是可控地可变的，且该时间编码调制器装置被配置为使得所施加的迟滞在所述第一模式和第二模式中是不同的。
14.根据任一项前述权利要求所述的时间编码调制器装置，其中该时间编码调制器装置包括一个延迟元件，该延迟元件被配置为在该时间编码信号的状态的改变与该反馈信号的状态的对应的改变之间施加延迟。
15.根据权利要求14所述的时间编码调制器装置，其中由该延迟元件所施加的延迟是可控地可变的，且该时间编码调制器装置被配置为使得所施加的延迟在所述第一模式和第二模式中是不同的。
16.根据任一项前述权利要求所述的时间编码调制器装置，其中该滤波器布置被配置为使得在该第一模式中，该有源滤波器是二阶滤波器或更高阶滤波器。
17.根据权利要求16所述的时间编码调制器装置，其中该滤波器布置还至少包括第二运算放大器和第二电容，且其中：
在该第一模式中，该第二运算放大器被启用且该第二电容被耦合在该第二运算放大器两端，以及该第二运算放大器被配置为与该第一运算放大器一起形成二阶滤波器或更高阶滤波器；以及
在该第二模式中，该第一运算放大器和该第二运算放大器这二者都被禁用。
18.根据任一项前述权利要求所述的时间编码调制器装置，其中该滤波器布置包括一个电流生成器，该电流生成器被配置为接收该反馈信号，且基于该反馈信号来供应限定幅度但相反极性的第一导引电流或第二导引电流。
19.根据任一项前述权利要求所述的时间编码调制器装置，还包括一个模式控制器，用于选择性地控制在该第一模式或该第二模式中操作。
20.根据权利要求19所述的时间编码调制器装置，其中该模式控制器被配置为基于该输出信号来控制该时间编码调制器电路在该第一模式或该第二模式中操作。
21.根据任一项前述权利要求所述的时间编码调制器装置，还包括一个光电检测器，该光电检测器被配置为生成所述输入信号。
22.根据权利要求21所述的时间编码调制器装置，其中该光电检测器包括一个光电二极管。
23.根据权利要求22所述的时间编码调制器装置，其中该光电二极管在光伏操作模式以及光电导操作模式中选择性地能操作。
24.根据权利要求23所述的时间编码调制器装置，该时间编码调制器装置被配置为使得，当该时间编码调制器在该第一模式中操作时，该光电二极管在该光电导操作模式中操作，且当该时间编码调制器在该第二模式中操作时，该光电二极管在该光伏操作模式中操作。
25.根据权利要求23或24在直接地或间接地从属于权利要求20时所述的时间编码调制器装置，其中该模式控制器还被配置为控制该光电二极管在该光电导操作模式或该光伏操作模式中操作。
26.一种电路，包括根据任一项前述权利要求所述的时间编码调制器装置，且还包括：
一个计数器，被配置为接收来自时间编码调制器的输出信号和一个计数器时钟信号，且在由该输出信号所限定的周期内生成该计数器时钟信号的周期的数目的至少一个计数值。
27.根据权利要求26所述的电路，包括一个用于生成该计数器时钟信号的时钟生成器，其中该时钟生成器被配置为在该第一模式中以第一频率生成该计数器时钟信号，且在该第二模式中以较低的第二频率生成该计数器时钟信号。
28.根据权利要求26或27所述的电路，其中该时间编码调制器装置包括一个锁存元件，该锁存元件能操作以接收被同步至该计数器时钟信号的第一时钟信号，且能操作以将从该锁存元件所输出的任何信号转变同步至该第一时钟信号，使得来自调制器的输出中的任何信号转变都被同步至该第一时钟信号。
29.根据权利要求28所述的电路，其中该时间编码调制器装置被配置为使得该锁存元件在该第一模式中被启用且在该第二模式中被禁用。
30.根据权利要求26至29中的任一项在直接地或间接地从属于权利要求19时所述的电路，其中该模式控制器被配置为从该计数器接收至少一个计数值，且基于所接收的至少一个计数值来选择性地控制在所述第一模式或第二模式中操作。
31.根据权利要求30所述的电路，其中当在该第二模式中操作时，该模式控制器被配置为将所接收的至少一个计数值与一个阈值进行比较，且如果与该阈值交叉则转变到该第一模式。
32.根据权利要求27至31中的任一项所述的电路，还包括一个解调器，该解调器被配置为接收所述至少一个计数值且生成指示该输入信号的值的数字信号。
33.根据权利要求32在直接地或间接地从属于权利要求19时所述的电路，其中该模式控制器被配置为接收来自该解调器的数字信号，且基于来自该解调器的所述数字信号选择性地控制在所述第一模式或第二模式中操作。
34.根据权利要求32或33所述的电路，其中该解调器被配置为以比该计数器更低的采样率操作。
35.根据权利要求26至34中的任一项所述的电路，其中该电路是集成电路。
36.一种电子设备，包括根据权利要求1至25中的任一项所述的时间编码调制器装置或根据权利要求26至35中的任一项所述的电路。
37.根据权利要求36所述的电子设备，其中该设备是以下中的至少一个：便携式设备；
电池供电的设备；通信设备；移动电话或蜂窝电话；智能手机；计算设备；笔记本计算设备、膝上型计算设备或平板计算设备；可穿戴设备；智能手表；语音控制设备；游戏设备。
38.一种时间编码调制器，包括：
一个用于接收输入信号的输入和一个用于输出输出信号的输出；
一个能重新配置的滤波器布置，被配置为接收该输入信号以及接收来自该输出的反馈信号且生成经滤波的信号；以及
一个比较器，被配置为接收该经滤波的信号且至少部分地基于该经滤波的信号来输出时间编码信号，
其中能重新配置的滤波器布置包括第一运算放大器、第一电容和一个开关网络，且其中该能重新配置的滤波器布置能配置为：
在第一模式中，该第一运算放大器在用于至少该反馈信号的第一信号路径中被启用，且该第一运算放大器被配置有该第一电容，以将滤波提供至该第一信号路径；以及在第二模式中，该第一电容被耦合至用于至少该反馈信号的第二信号路径的一个节点，以为该第二信号路径提供滤波，其中该第二信号路径将该第一运算放大器旁路。
39.一种时间编码调制器，该时间编码调制器包括：
一个输入节点，用于从调制器输入接收输入信号；
一个滤波器布置，被耦合至该输入节点；
一个比较器，能操作以在第一比较器输入处从该滤波器布置接收第一信号且生成时间编码信号；
一个调制器输出，用于基于该时间编码信号输出输出信号；以及
一个反馈路径，从该调制器输出延伸到该滤波器布置的第一节点；
其中该滤波器布置包括第一运算放大器和第一电容，且其中该滤波器布置选择性地能配置为：
在第一配置中，该第一运算放大器在该第一节点和该第一比较器输入之间的信号路径中，且该第一电容被耦合在该第一运算放大器两端；以及
在第二配置中，其中该第一节点经由将该第一运算放大器旁路的信号路径而被连接至该第一比较器输入，且该第一电容被电连接在该第一节点和一个参考电压之间。
40.一种能重新配置的滤波器布置，包括：
一个输入节点，用于接收输入信号；
一个反馈节点，用于接收反馈信号；
第一运算放大器；
第一电容；以及
一个开关网络；
其中该能重新配置的滤波器布置能配置为：
在第一模式中，启用该第一运算放大器和该第一电容作为用于该输入信号和该反馈信号的有源滤波器；以及
在第二模式中，禁用该第一运算放大器且耦合该第一电容作为用于至少该反馈信号的无源滤波器。
41.一种光电二极管模块，包括：
一个光电二极管；以及
一个读出电路系统；
其中该光电二极管模块至少在第一模式和第二模式中选择性地能操作；
其中在该第一模式中，该光电二极管在光电导模式中操作，且该读出电路系统被配置处于第一配置中；以及
在该第二模式中，该光电二极管在光伏模式中操作，且该读出电路系统被配置处于第二配置中。
42.根据权利要求41所述的光电二极管模块，其中该读出电路系统包括一个时间编码调制器。
43.根据权利要求42所述的光电二极管模块，其中该读出电路系统还包括一个时间解码转换器，该时间解码转换器被配置为接收来自该时间编码调制器的输出。
44.根据权利要求41至43中的任一项所述的光电二极管模块，其中该时间编码调制器包括一个滤波器布置，且其中在该第一配置中，该滤波器布置被配置为有源滤波器，且在该第二配置中，该滤波器布置被配置为无源滤波器。
45.根据权利要求41至44中的任一项所述的光电二极管模块，包括一个模式控制器，用于基于该读出电路系统的输出来控制该光电二极管模块处于该第一模式或该第二模式中。
46.一种光电二极管模块，包括：
一个光电二极管；
一个模数转换器，被配置为接收来自该光电二极管的输入信号；以及
一个模式控制器，被配置为选择性地使该光电二极管模块在第一模式或第二模式中操作；
其中与该第二模式相比，该第一模式对应于更高功率且更高质量的操作模式，且其中该模式控制器被配置为基于该模数转换器的输出来控制在该第一模式或该第二模式中操作。

说明书全文

调制器

技术领域

[0001] 本公开内容的代表性实施方案的领域涉及与用于信号调制的调制器有关或相关的方法、装置和/或实施方式，且尤其涉及时间编码调制器，诸如用于生成脉冲宽度调制信号的调制器。

背景技术

[0002] 信号调制器在许多应用中被利用，例如作为从模拟信号到数字信号的转换的一部分。例如，Σ-Δ(ΣΔ)调制器(SDM)是一种类型的信号调制器，该信号调制器可以被用来以固定采样率将输入模拟信号转换成包括一系列数字1和0的脉冲密度调制(PDM)信号，其中1和0的相对密度对应于模拟信号的振幅。然而，固定采样频率不可避免地将量化噪声引入到信号内，且SDM通常还包括至少一个功能运算放大器。

[0003] 时间编码调制器(TEM)是将输入信号编码成时间编码数据流的调制器。时间编码的一个特殊形式是脉冲宽度调制(PWM)。在PWM信号中，相较于在一个循环周期内任何其他信号电平的任何周期的持续时间，通过一个给定的输出信号电平(例如，第一信号电平的脉冲的持续时间或宽度)来编码输入值。对于常规的二电平PWM信号，可以通过第一信号电平的脉冲在该循环周期内的占空比(即，该循环周期的花费在第一输出信号电平处的比例)来编码输入信号值。时间编码调制器可通过将输入信号与周期性参考信号(诸如，三角波形)进行比较来将输入信号编码成PWM信号，以通过输出信号中脉冲的持续时间来对输入信号进行编码。然而，这需要生成适当准确的周期性参考信号的电路系统和/或运算放大器(op-amp)电路系统。

[0004] 通常，期望存在例如可以被用作信号转换器(诸如，模数转换器(ADC))的一部分的较小的和/或较低功率的调制器。

[0005] 特别地，在一些应用中，调制器可以在如下信号路径中使用，例如，作为ADC的一部分：该信号路径可以意在连续地操作以能够在任何时间接收数据，但是在该信号路径中仅可以周期性地接收感兴趣的数据。例如，一些设备(诸如移动电话、语音(voice)助手、个人助手等)可能具有能够响应于语音命令的功能。因此，这样的设备可以具有用于接收声音信号的麦克风、用于将所接收的音频转换成数字信号的ADC、以及用于处理数字音频以识别说出的命令的话音(speech)识别处理器。在一些情况下，可以通过用户与设备的某个用户界面进行物理交互来启用语音控制功能，因此，仅响应于这样的用户输入，才可以启用包括ADC和话音处理器的相关信号路径。然而，为了方便的免提用户体验，将期望的是，用户能够直接说出命令而不必首先例如通过按下按钮来启动设备。这样的功能要求相关信号路径能够在任何时间接收和识别合适的所说出的命令。然而，使麦克风、ADC和话音处理器都持续地通电和活动(active)将涉及相当大且连续的功率消耗，且尤其对于电池供电的设备而言，功率消耗是重要的。类似的考虑也适用于可以被布置成接收以超声频率发射的数据以用于机器对机器通信的电路系统和麦克风。

[0006] 因此，已知的是，除非且直到确定在麦克风的输出中存在显著的信号内容，且在一些实施方式中，确定显著的活动对应于特定的感兴趣的信号(例如，话音或超声数据信号)，否则一些元件(诸如，话音处理器)可能被禁用或大体上未被供电。为了提供此功能，麦克风和ADC可以被供电，且通过对所得到的数字音频信号的某一最少的处理来确定是否存在任何显著的活动。如果检测到显著的活动，则可能地在一系列阶段中启用其他处理元件，例如以验证该活动对应于话音和/或对应于限定的命令词语或短语和/或对应于特定用户。以此方式，仅麦克风和ADC以及一些最小活动检测器被连续地通电且活动。因此，对于这样的“永远开启(always on)”操作，期望的是，ADC能够以相对低的功率消耗操作。

[0007] 一旦确认了相关活动，则可以充分地启用多种附加处理模块来处理信号，例如，以施加话音处理，且在一些应用中，可能期望的是，信号路径具有相对高的质量，以便减少处理中的误差。附加地或替代地，麦克风和ADC也可能在其他时间被用于其他目的。例如，相同的麦克风和ADC也可以被用于例如语音呼叫或记录音频，以便避免必须提供完全单独的音频路径。对于这样的其他使用，高质量的音频信号可能是期望的，因此可能期望的是ADC以相对高的质量操作。发明内容

[0008] 本公开内容的多个实施方案涉及改善的时间编码调制器。

[0009] 根据本公开内容的一方面，提供了一种时间编码调制器装置，包括：

[0010] 一个用于接收输入信号的输入和一个用于输出输出信号的输出；

[0011] 一个滤波器布置，被配置为接收该输入信号以及接收来自该输出的反馈信号，且至少部分地基于该反馈信号生成经滤波的信号；以及一个比较器，被配置为接收该经滤波的信号且至少部分地基于该经滤波的信号来输出时间编码信号，

[0012] 其中时间编码调制器在第一模式和第二模式中能操作，在该第一模式中，该滤波器布置被配置为有源滤波器，在该第二模式中，该滤波器布置被配置为无源滤波器；以及[0013] 其中该输出信号基于该时间编码信号。

[0014] 该滤波器布置可以至少包括第一运算放大器，该第一运算放大器在该第一模式中被启用且在该第二模式中被禁用。该滤波器布置可以至少包括第一电容和一个开关网络。该开关网络可以包括多个开关，所述多个开关能操作以经由该滤波器布置而在所述第一模式和第二模式中建立不同的信号路径。在一些实施方式中，在该第一模式中，该滤波器布置可以被配置为将该第一电容耦合在该第一运算放大器两端。

[0015] 在一些实施方式中，该滤波器布置可以被配置为使得，在该第一模式中，该输入信号与该反馈信号组合且被供应至该第一运算放大器的一个输入，使得该经滤波的信号取决于组合的输入信号和反馈信号。在这样的模式中，该比较器可以被配置为将该经滤波的信号与至少一个限定的阈值进行比较。

[0016] 在一些实施方式中，该滤波器布置可以被配置为使得，在该第二模式中，该反馈信号被供应至该滤波器布置的第一节点，且该第一电容被耦合在所述第一节点和一个限定的参考电压之间。在一些实施方式中，在该第二模式中，控制该第一运算放大器的一个输出级以提供此限定的参考电压。

[0017] 在一些实施方式中，在该第二模式中，该滤波器布置可以被配置为使得该输入信号与该反馈信号在该第一节点处组合，使得该经滤波的信号取决于组合的输入信号和反馈信号。在这样的第二模式中，该比较器可以被配置为将该经滤波的信号与至少一个限定的阈值进行比较。替代地，在一些实施方式中，该第二模式中，该滤波器布置可以被配置为使得该第一节点被耦合至该比较器的一个输入，使得该经滤波的信号取决于该反馈信号，且该输入信号可以被供应至该比较器的另一输入，使得该比较器被配置为将该经滤波的信号与该输入信号进行比较。在这样的情况下，该滤波器布置可以被配置为使得，在该第一模式中，该经滤波的信号被供应至该比较器的第一比较器输入，其中该比较器的第二比较器输入被耦合至一个阈值信号，且在该第二模式中，该经滤波的信号被供应至该第二比较器输入，且该输入信号被供应至该第一比较器输入。

[0018] 该时间编码调制器装置可以包括一个受控反相器，用于在所述第一模式和第二模式的一个模式中，选择性地使从该比较器所输出的该时间编码信号反相，且在所述第一模式和第二模式的另一模式中，选择性地不使从该比较器所输出的该时间编码信号反相。

[0019] 该比较器可以是迟滞比较器。在此情况下，在一些实施方式中，由该迟滞比较器所施加的迟滞可以是可控地可变的。该时间编码调制器装置可以被配置为使得所施加的迟滞在所述第一模式和第二模式中是不同的。附加地或替代地，该时间编码调制器装置可以包括一个延迟元件，该延迟元件被配置为在该时间编码信号的状态的改变与该反馈信号的状态的对应的改变之间施加延迟。由该延迟元件所施加的延迟可以是可控地可变的。该时间编码调制器装置可以被配置为使得所施加的延迟在所述第一模式和第二模式中是不同的。

[0020] 在一些实施方式中，该滤波器布置可以被配置为使得，在该第一模式中，该有源滤波器是二阶滤波器或更高阶滤波器。例如，该滤波器布置还可以至少包括第二运算放大器和第二电容。在该第一模式中，该第二运算放大器可以被启用且该第二电容被耦合在该第二运算放大器两端，以及该第二运算放大器被配置为与该第一运算放大器一起形成二阶滤波器或更高阶滤波器。在该第二模式中，该第一运算放大器和该第二运算放大器这二者都可以被禁用。

[0021] 该滤波器布置可以包括一个电流生成器，该电流生成器被配置为接收该反馈信号，且基于该反馈信号来供应限定幅度但相反极性的第一或第二导引电流(steering current)。

[0022] 该时间编码调制器装置还可以包括一个模式控制器，用于选择性地控制在该第一模式或该第二模式中操作。该模式控制器可以被配置为基于该输出信号来控制该时间编码调制器电路在该第一模式或该第二模式中操作。

[0023] 在一些实施方式中，该时间编码调制器装置还可以包括一个光电检测器，该光电检测器被配置为生成所述输入信号。该光电检测器可以包括一个光电二极管。在一些实施例中，该光电二极管可以在光伏操作模式以及光电导操作模式中选择性地能操作。该装置可以被配置为使得，当该时间编码调制器在该第一模式中操作时，该光电二极管在该光电导操作模式中操作，且当该时间编码调制器在该第二模式中操作时，该光电二极管在该光伏操作模式操作。该模式控制器还可以被配置为控制该光电二极管在该光电导操作模式或该光伏操作模式中操作。

[0024] 实施方案还涉及电路，该电路包括根据本文所描述的变体中的任何一个的时间编码调制器装置，且还包括：一个计数器，被配置为接收来自时间编码调制器的输出信号以及接收一个计数器时钟信号，且在由该输出信号所限定的周期内生成该计数器时钟信号的周期的数目的至少一个计数值。该电路可以包括一个用于生成该计数器时钟信号的时钟生成器。该时钟生成器可以被配置为在该第一模式中以第一频率生成该计数器时钟信号，且在该第二模式中以较低的第二频率生成该计数器时钟信号。

[0025] 该时间编码调制器装置可以包括一个锁存元件，该锁存元件能操作以接收同步至该计数器时钟信号的第一时钟信号，且能操作以将从该锁存元件所输出的任何信号转变同步至该第一时钟信号，使得来自调制器的输出中的任何信号转变都被同步至该第一时钟信号。该时间编码调制器装置可以被配置为使得该锁存元件在该第一模式中被启用且在该第二模式中被禁用。在具有模式控制器的实施方式中，该模式控制器可以被配置为从该计数器接收至少一个计数值，且基于所接收的至少一个计数值来选择性地控制在所述第一模式或第二模式中操作。例如，当在该第二模式中操作时，该模式控制器可以被配置为将所接收的至少一个计数值与一个阈值进行比较，且如果与该阈值交叉(cross)，则转变到该第一模式。

[0026] 包括TEM和计数器的电路还可以包括一个解调器，该解调器被配置为接收所述至少一个计数值且生成指示该输入信号的值的数字信号。该解调器可以被配置为以比该计数器更低的采样率操作。该模式控制器(如果存在的话)可以被配置为接收来自该解调器的数字信号，且基于来自该解调器的所述数字信号选择性地控制在所述第一模式或第二模式中操作。

[0027] 该电路可以被实施为集成电路。多个方面还涉及一种电子设备，该电子设备包括根据本文所描述的变体中的任何一个的时间编码调制器装置或包括这样的时间编码调制器装置的电路。该设备可以是以下中的至少一个：便携式设备；电池供电的设备；通信设备；移动电话或蜂窝电话；智能手机；计算设备；笔记本计算设备、膝上型计算设备或平板计算设备；可穿戴设备；智能手表；语音控制设备；游戏设备。

[0028] 在另一方面，提供了一种时间编码调制器，包括：一个用于接收输入信号的输入和一个用于输出输出信号的输出；一个能重新配置的滤波器布置，被配置为接收该输入信号以及接收来自该输出的反馈信号且生成经滤波的信号；以及一个比较器，被配置为接收该经滤波的信号且至少部分地基于该经滤波的信号来输出时间编码信号，

[0029] 其中能重新配置的滤波器布置包括第一运算放大器、第一电容和一个开关网络，且其中该能重新配置的滤波器布置能配置为：在第一模式中，该第一运算放大器在用于至少该反馈信号的第一信号路径中被启用，且该第一运算放大器被配置有该第一电容以将滤波提供至该第一信号路径；以及在第二模式中，该第一电容被耦合至用于至少该反馈信号的第二信号路径的一个节点，其中该第二信号路径将该第一运算放大器旁路。

[0030] 在另一方面，提供了一种时间编码调制器，该时间编码调制器包括：一个输入节点，用于从调制器输入接收输入信号；一个滤波器布置，被耦合至该输入节点；一个比较器，能操作以在第一比较器输入处从该滤波器布置接收第一信号且生成时间编码信号；一个调制器输出，用于基于该时间编码信号来输出输出信号；以及一个反馈路径，从该调制器输出延伸到该滤波器布置的第一节点；

[0031] 其中该滤波器布置包括第一运算放大器和第一电容，且其中该滤波器布置选择性地能配置为：在第一配置中，该第一运算放大器在该第一节点和该第一比较器输入之间的信号路径中，以及该第一电容被耦合在该第一运算放大器两端；且在第二配置中，该第一节点经由将该第一运算放大器旁路的信号路径而被连接至该第一比较器输入，且该第一电容被电连接在该第一节点和一个参考电压之间。

[0032] 多个方面还涉及一种能重新配置的滤波器布置，包括：一个输入节点，用于接收输入信号；一个反馈节点，用于接收反馈信号；第一运算放大器；第一电容；以及，一个开关网络；

[0033] 其中该能重新配置的滤波器布置能配置为：在第一模式中，启用该第一运算放大器和该第一电容作为用于该输入信号和该反馈信号的有源滤波器；且在第二模式中，禁用该第一运算放大器且耦合该第一电容作为用于至少该反馈信号的无源滤波器。

[0034] 在另一些方面，提供了一种光电二极管模块，包括：一个光电二极管；以及，读出电路系统；其中该光电二极管模块至少在第一模式和第二模式中选择性地能操作；其中在该第一模式中，该光电二极管在光电导模式中操作，且该读出电路系统被配置处于第一配置中；且在该第二模式中，该光电二极管在光伏模式中操作，且该读出电路系统被配置处于第二配置中。

[0035] 该读出电路系统可以包括一个时间编码调制器。该读出电路系统还可以包括一个时间解码转换器，该时间解码转换器被配置为接收来自该时间编码调制器的输出。该时间编码调制器可以包括一个滤波器布置。在该第一配置中，该滤波器布置可以被配置为有源滤波器，且在该第二配置中，该滤波器布置可以被配置为无源滤波器。模式控制器可以基于该读出电路系统的输出控制该光电二极管模块处于该第一模式或该第二模式中。

[0036] 在另一方面，提供了一种光电二极管模块，包括：一个光电二极管；一个模数转换器，被配置为接收来自该光电二极管的输入信号；以及一个模式控制器，被配置为选择性地使该光电二极管模块在第一模式或第二模式中操作；其中与该第二模式相比，该第一模式对应于更高功率且更高质量的操作模式，且其中该模式控制器被配置为基于该模数转换器的输出来控制在该第一模式或该第二模式中操作。

[0037] 除非有相反的明确指示，否则本文所讨论的多个实施方式的多个特征中的任何一个可以与其他所描述的特征中的任何一个或多个一起以任何和所有合适的组合来实施。附图说明

[0038] 为了更好地理解本公开内容的实施例，且为了更清楚地示出可以如何有效地执行所述实施例，现在将仅通过实施例的方式参考附图，在附图中：

[0039] 图1a和图1b例示了根据一个实施方案的时间编码调制器；

[0040] 图2a至图2c例示了该时间编码调制器的多个不同的操作模式；

[0041] 图3例示了根据一个实施方案的包括时间编码调制器的ADC；

[0042] 图4更详细地例示了根据一个实施方案的时间编码调制器的一个实施例；

[0043] 图5a至图5e例示了时间编码调制器的多个实施例的示例波形；

[0044] 图6例示了锁存比较器布置的一个实施例；

[0045] 图7更详细地例示了根据一个实施方案的包括TEM的ADC的一个实施例；

[0046] 图8a和图8b例示了根据一个实施方案的用于时间编码调制器的替代滤波器布置的附加实施例；

[0047] 图9示出了时间编码调制器的另一实施例；

[0048] 图10大体上例示了能重新配置的滤波器布置的一个实施例；

[0049] 图11例示了包括时间编码调制器的光电二极管模块；以及；

[0050] 图12a和图12b例示了图11的光电二极管模块的两个示例配置。

具体实施方式

[0051] 下文的描述阐述了根据本公开内容的示例实施方案。对于本领域普通技术人员而言，其他示例实施方案和实施方式将是明显的。此外，本领域普通技术人员将认识到，可以代替下文所讨论的实施方案或结合下文所讨论的实施方案来应用多种等效技术，且所有这样的等效物应被认为由本公开内容所涵盖。

[0052] 本公开内容的实施方案涉及时间编码调制器(TEM)，且具体地涉及PWM(脉冲宽度调制)调制器，且尤其涉及自振荡TEM。

[0053] 在本公开内容的实施方案中，TEM可以选择性地至少在第一模式和第二模式中能操作。TEM可以是可重新配置的，以便以第一配置在第一模式中操作，且以第二不同配置在第二模式中操作。第一模式可以是比第二模式更高质量的模式，但是第二模式可以是比第一模式更低功率的模式。当低功率消耗重要时，这允许TEM在第二模式中操作，诸如以提供“永远开启”功能，用于在任何时间检测语音命令或超声数据传送等。当更高质量更为重要时，可以使TEM在第一模式中操作。在一些实施方案中，可以通过选择性地启用或禁用至少一个运算放大器(op-amp)来实施多个模式。当在第一模式中被启用时，运算放大器可以形成用于对组合的输入和反馈信号进行积分的积分器的一部分。当被禁用时，运算放大器可以被旁路，尽管在第一模式中用作积分器的一部分的电容可以在第二模式中用作滤波器布置的一部分。当被禁用时，运算放大器可以被断电，从而降低功率消耗。因此，TEM可以具有能够在第一模式和第二模式中选择性地重新配置的滤波器布置。

[0054] 图1a例示了根据一个实施方案的TEM 100，且图1b更详细地例示了TEM 100。TEM 100被布置成在TEM输入处接收输入信号SIN，且在TEM输出处提供输出信号SOUT。输入信号SIN可以是模拟输入信号，例如可以从诸如麦克风(未例示)的换能器接收。TEM 100被布置成将输入信号SIN转换成输出时间编码信号SOUT，该输出时间编码信号SOUT可以特别是脉冲宽度调制(PWM)信号。PWM信号可以是二电平信号，该二电平信号在第一不同输出状态和第二不同输出状态(例如，电压电平)之间变化，以便通过第一输出状态和第二输出状态在一个循环周期内的相对持续时间(即，通过第一输出状态的脉冲的占空比)来对输入信号SIN的值进行编码。

[0055] TEM包括比较器101，在使用中，比较器101被布置在TEM输入和TEM输出之间的正向信号路径内。TEM还具有滤波器布置102，该滤波器布置102被配置为接收从TEM输出所导出的反馈信号SFB，且将经滤波的信号SFIL供应至比较器101的第一比较器输入。经滤波的信号SFIL至少取决于反馈信号SFB，以使得比较器101被布置在反馈环路内，作为自振荡调制器布置的一部分。在本公开内容的实施方案中，TEM至少在第一不同操作模式和第二不同操作模式中能操作，其中滤波器布置102的配置在不同操作模式中是不同的。

[0056] 比较器101被配置为将在第一比较器输入处所接收的经滤波的信号SFIL与至少一个限定的值进行比较，在一些实施方案中，所述至少一个限定的值可以由在第二比较器输入处所接收的信号S2来限定，如

[0057] 图1b中所例示的。比较器101根据比较在比较器输出处输出第一输出状态或第二输出状态，该第一输出状态或第二输出状态可以分别是高电压VH和低电压VL。因此，比较器101的输出信号是二电平PWM信号SPWM，且输出时间编码信号SOUT基于从比较器101所输出的PWM信号SPWM。

[0058] 在一些实施方案中，所述限定的值可以由供应至第二比较器输入的阈值信号Vth来限定。阈值信号Vth可以对应于一个中间电平电压VMID，该中间电平电压VMID在输出状态的电压电平之间的中间，即VMID＝(VH+VL)/2。这也可以对应于静态输入信号的信号电平，即，零幅度的输入信号SIN。在一些实施方案中，VH和VL的幅度可以相等但符号相反，因此VMID可以对应于接地电位。

[0059] 在一些情况下，比较器101可以是迟滞比较器，因此可以将一些迟滞施加至该比较。在此情况下，比较器从第一输出状态转变到第二输出状态的阈值可以不同于比较器从第二输出状态转变到第一输出状态的阈值。相关阈值仍然将由阈值信号Vth限定，但是也将取决于由比较器101所施加的迟滞量，例如，对于对称迟滞，所述阈值可以分别是Vth+H和Vth-H，其中H是对迟滞量的指示。然而，在一些实施方案中，可能不存在用于接收阈值信号Vth的显式(explicit)第二比较器输入，且所述阈值可以取决于由比较器本身的结构加上所施加的迟滞量(如果有的话)所限定的基线阈值。

[0060] 参考图1b，滤波器布置102接收反馈信号SFB以及输入信号SIN，且至少基于反馈信号SFB来生成经滤波的信号SFIL，如下文将更详细地讨论的。滤波器布置102包括第一运算放大器103和第一电容104以及开关网络105。开关网络105包括一个或多个开关，所述一个或多个开关能操作以改变滤波器布置102内用于反馈信号SFB和输入信号SIN的信号路径。开关网络105可以由模式控制信号CMODE选择性地控制，使得TEM 100至少在第一和第二不同操作模式中能操作，其中由滤波器布置102所提供的滤波器的配置在每个操作模式中是不同的。

[0061] 图2a例示了在第一操作模式中的滤波器布置的配置的一个实施例。反馈信号SFB被供应至该滤波器布置的第一节点201。在此实施例中，反馈信号SFB在第一节点201处与输入信号SIN组合。在第一模式中，第一运算放大器103被启用且被耦合在用于提供经滤波的信号SFIL的信号路径中，其中第一电容104被耦合在第一运算放大器103两端，即，被耦合在第一节点201和第一运算放大器103的输出之间。第一节点201被耦合至第一运算放大器103的一个输入，且第一运算放大器103的第二输入被耦合至限定的参考电压Vref1，该参考电压Vref1可以对应于中间电平电压VMID。

[0062] 如本领域技术人员将理解的，在第一模式中，第一运算放大器103和第一电容104将起积分器202的作用，且相对于参考电压Vref1将第一节点201处的信号(即，组合的输入信号和反馈信号)进行积分。因此，第一运算放大器103的输出将是斜升或斜降的信号，且其中斜变方向(direction of ramping)和斜变速率(rate of ramping)取决于输入信号SIN和反馈信号SFB的组合。在图2a的实施例中，输入信号SIN和反馈信号SFB经由相应的阻抗RIN和RFB被施加至第一节点102，以在由第一运算放大器103和第一电容104所提供的积分器202的输入处提供组合电流(iIN+iFB)。因此，第一运算放大器103的输出(该输出被提供至比较器101的第一输入)将以由此组合电流(iIN+iFB)所限定的速率随时间增大或减小。

[0063] 图2b例示了在第二操作模式的一个实施例中的滤波器布置102的配置的一个实施例。在此实施例中，反馈信号SFB再次在第一节点201处与输入信号SIN组合，且在此实施例中，输入信号SIN和反馈信号SFB再次经由相应的阻抗RIN和RFB被施加至第一节点102，以在第一节点201处提供组合电流(iIN+iFB)。然而，在第二模式中，第一运算放大器103被旁路，且第一电容104被耦合在第一节点201与限定的参考电压Vref2之间。在此模式中，第一电容104将基于来自输入信号SIN和反馈信号SFB的组合电流信号(iIN+iFB)而被充电或放电，因此第一节点201处的电压将以由该组合电流所限定的速率斜升或斜降。再次因此，在比较器
101的第一输入处的信号将以一斜变速率斜升或斜降，该斜变速率取决于输入信号SIN和反馈信号SFB这二者。在一些实施方案中，参考电压Vref2可以是中间电平电压VMID，尽管此参考电压可以是任何限定的电压，例如接地，即使中间电平电压VMID不等于接地。如下文参考图
5a至图5e所解释的，反馈环路的作用将是使第一电容充电和放电，使得节点201在比较器
101的阈值Vth的电平附近的一定范围内的电压内起波纹，该阈值Vth可以被设定为VMID。

[0064] 图2c例示了可以在第二操作模式中实施的滤波器布置102的替代配置的一个实施例。在此实施例中，反馈信号再次被供应至第一节点201，且第一电容被耦合在第一节点201与限定的参考电压Vref2之间，其中第一运算放大器103被旁路。然而，在此示例配置中，输入信号SIN不被供应至第一节点201，而是作为信号S2被供应至比较器101的第二比较器输入。在此配置中，第一电容104将仅基于来自反馈信号SFB的电流信号(iFB)而被充电和放电，且第一电容104的电压将根据反馈信号SFB的状态而斜升或斜降。然而，输入信号SIN被供应至比较器101的第二比较器输入，且反馈环路的作用会是将第一比较器输入(即，节点201)处的电压的DC偏移维持在与输入信号SIN大体上相同的电压处。因此，第一电容104的DC偏移电压将大体上等于输入信号SIN的值。这样，电阻器RFB两端的电压差从而充电电流或放电电流将取决于反馈信号VH或VL的电压差以及输入信号SIN的值。以此方式，比较器101的第一比较器输入处的电压将再次是以一斜变速率斜升和斜降的信号，该斜变速率取决于输入信号SIN和反馈信号SFB的值。注意，在图2c中所例示的配置中，输入信号被直接供应至比较器101的输入，该输入可以是高阻抗的。因此，在此配置中，输入信号SIN可以通过一个将输入电阻RIN旁路的路径被供应至第二比较器输入。

[0065] 反馈信号SFB的电平和输入信号SIN的电平被设定使得在第一模式和第二模式中的每个模式中，斜变方向由反馈信号SFB的状态(即，VH或VL)限定，且斜变速率由输入信号和反馈信号的电平限定。

[0066] 在图2a中所例示的第一操作模式的示例配置中，积分器202可以具有反相配置，意味着当反馈信号SFB处于高状态VH时，经滤波的信号SFIL可以斜降。然而，在图2b和图2c中所例示的第二模式的配置中，当反馈信号处于高状态VH时，该经滤波的信号可以斜升。在一些实施方案中，在不同操作模式中经滤波的信号SFIL相对于反馈信号SFB的此极性改变可能是下游处理所不期望的。当在两个操作模式之间切换时，由于反馈环路的极性变为反相的，所以极性改变也可能引起问题。返回参考图1b，因此，在一些实施方案中，TEM 100可以包括选择性控制的反相器106，用于在操作模式中的一个中将选择性反相施加至PWM信号SPWM。图1b例示的是该反相器可以位于比较器101的输出与TEM输出之间的信号路径中。在一些实施方式中，该选择性反相器可以由一个XOR门实施，该XOR门接收PWM信号SPWM的一个型式和二进制模式控制信号CMODE。在一些实施方式中，该选择性反相器可以被包括在比较器101的结构中，例如通过将可互换连接件纳入其输入级的输入或输出。

[0067] 因此可以看出，在第一模式和第二模式的每个中(无论是图2b的第二模式变体，还是图2c的变体)，至少对反馈信号SFB施加一些滤波，且经滤波的信号SFIL被供应至比较器101的第一输入。滤波器布置102是选择性地可重新配置的，以提供不同的操作模式。在每个模式中，在比较器101的第一输入处所接收的经滤波的信号SFIL将根据反馈信号SFB的状态而斜升或斜降，反馈信号SFB的状态进而取决于比较器101的输出状态。斜升和斜降的对应速率将取决于输入信号SIN的电平。

[0068] 在第二操作模式中，第一运算放大器103被旁路且不被使用。这样，第一运算放大器103可以在第二操作模式中大体上断电。在图2b和图2c的实施例中，在第二模式中，可配置的滤波器布置102被配置为无源一阶滤波器。当以第二配置被配置用于第二模式时，TEM 100可以因此提供低功率操作，用于将输入模拟信号SIN转换成输出时间编码信号SOUT。在一些实施方案中，输出信号SOUT可以被供应至时间解码转换器(TDC)，该时间解码转换器可以包括简单的计数器，以将与输入信号有关的脉冲宽度或占空比转化成多位数字格式。因此，当在第二模式中操作时，简单的TDC和TEM 100共同可以实施相对低功率的模数转换器(ADC)，该模数转换器特别适合于允许对信号活动的检测。

[0069] 在第一模式中，可配置的滤波器布置102可以被配置为有源滤波器，且在图2a中所例示的实施例中，滤波器布置102被配置为包括一阶积分器202，但是在一些实施方式中，在第一模式(或其他模式)中可以实施二阶或更高阶滤波器。

[0070] 相较于在第二模式中的无源滤波器，当在第一模式中操作时，在此实施方案中将第一运算放大器103用作积分器的一部分在反馈环路中提供了更大的低频增益。有源积分器202的较高环路增益更有效地抑制了环路中的前馈路径中的任何不完美的影响，例如由比较器101所引入的信号相关的延迟或热噪声或其他噪声。第一运算放大器103还提供节点201处的虚拟接地，而在如图2b中所例示的第二种模式中，节点201处的电压将倾向于在输入信号SIN随时间变化时跟随输入信号SIN(在PWM循环频率下具有一些波纹)。施加至比较器输入的所得到的信号相关的共模电压变化可以引入非线性和失真。

[0071] 因此，相较于第二模式，在采用有源积分器的第一操作模式中，TEM 100可以形成相对高质量的信号处理路径的一部分，其中在第二模式中，采用无源滤波器，且该无源滤波器可以例如与合适的时间解码转换器(TDC)一起使用，从而提供相对高性能的模数转换器(ADC)的一部分。

[0072] 因此，根据本公开内容的实施方案的TEM 100可以在第二操作模式中使用，以允许低功率操作，例如，用于在可以仅周期性地但在任何时间接收感兴趣的信号时的永远开启型功能。TEM 100还可以被重新配置为在期望时(例如，当在输出中检测到感兴趣的信号时)和/或当某个其他使用情况要求时提供第一操作模式，且在第一操作模式中提供更好质量的输出信号。因此，可配置的TEM 100可以被用作ADC的一部分，该ADC可以在低功率模式(第二模式)或更高功率但更高质量的模式(第一模式)中操作，且该ADC可以根据需要在两个操作模式之间选择性地变化。图3例示了ADC 300，该ADC 300包括可配置的TEM 100，该TEM 100能操作以接收输入信号SIN且提供TEM输出信号SOUT，该TEM输出信号SOUT可以由TDC 301接收以生成ADC输出SADC。

[0073] 图4例示了具有可配置的滤波器布置102的TEM 100的一个实施例，该滤波器布置在图2a中所例示的第一操作模式中和图2b中所例示的第二操作模式中能操作。在此实施例中，开关布置105包括四个开关SW1a、SW1b、SW2a和SW2b。为了提供在第一模式中操作，开关SW1a可以被闭合，即，被接通成导电的，以便将第一运算放大器103的输出耦合至比较器101的第一输入。开关SW1b也可以被闭合，以将第一电容104耦合在第一运算放大器103两端，即，将第一节点102耦合至第一运算放大器103的输出。在第一模式中，开关SW2a和SW2b被断开，即，被关断，以便是大体上不导电的。为了提供在第二模式中操作，开关SW2a被闭合以提供将第一运算放大器103旁路的信号路径。开关Sw1a被断开，以便将第一运算放大器与比较器101的第一输入隔离。开关SW1b在第二模式中也被断开，以将第一电容104与第一运算放大器103的输出断开，且开关Sw2b被闭合以将第一电容104耦合至参考电压。

[0074] 然而，在一些实施方式中，在第二操作模式中，可以通过将第一运算放大器103置于高阻抗模式中(例如，使运算放大器103呈三态)来禁用第一运算放大器103。在这样的实施方式中，可能不需要开关SW1a，且可以代替地实施在第一操作模式和第二操作模式中都存在的、位于第一运算放大器103的输出与比较器101的第一输入之间的路径。在此情况下，开关SW1b可以在第一操作模式中被闭合，而开关SW2a和SW2b断开，且为了提供第二操作模式，开关SW1b可以被断开，开关SW2a和SW2b被闭合且使第一运算放大器103呈三态。

[0075] 替代地，如果开关SW1a存在且在第二操作模式中被断开，且第一运算放大器103被禁用到高阻抗模式，则替代地可以不需要开关SW1b，且可以代替地实施在第一操作模式和第二操作模式中都存在的、位于电容器104与第一运算放大器103的输出之间的路径。在此情况下，开关SW1a可以在第一操作模式中被闭合，而开关SW2a和SW2b断开，且为了提供第二操作模式，开关SW1a可以被断开，开关SW2a和SW2b被闭合且使第一运算放大器103呈三态。

[0076] 在一些实施方案中，在开关SW1a存在的情况下，第一运算放大器103可以在第二操作模式中被控制成使得其输出级不再响应于运算放大器输入，而是替代地被配置为将第一运算放大器的输出箝位至限定的参考电压，诸如，接地。例如，该输出级的NMOS晶体管可以被驱动，以将第一运算放大器的输出箝位至最负的供应。这可以避免对单独限定的参考Vref2和开关SW2b的需要。因此，在这样的布置中，开关SW1b可以被替换成一个连续的信号路径，且经由开关SW2b至限定的参考Vref的连接件可以被省略。因此，在此布置中，开关网络可以仅包括开关SW1a和SW2a。在第一操作模式中，开关SW1a可以被闭合，且开关SW2a被断开，且第一运算放大器被启用。在第二操作模式中，开关SW2a被闭合以提供旁路路径，开关SW1a被断开以将第一运算放大器103的输出与比较器101隔离，且第一运算放大器103被控制以将第一电容104的一侧箝位至限定的参考。

[0077] 为了提供期望的自振荡特性，在一些实施方案中，比较器101可以是迟滞比较器，从而可以将一些迟滞施加至该比较。这意味着，比较器101的第一输入处的经滤波的信号SFIL的值将需要达到第一阈值，以从第一输出状态转变到第二输出状态，例如，从VH到VL，但是然后将需要达到第二不同阈值，以从第二输出状态转变到第一输出状态。例如，对于对称迟滞，所述阈值可以是Vth+H和Vth-H，其中H是对所施加的迟滞的指示。附加地或替代地，如图4中所例示的，可以在反馈环路内设置延迟元件107，以便在从比较器101所输出的PWM信号SPWM中的状态改变与反馈信号SFB的对应的状态改变之间提供一受控延迟，其中D是对所施加的延迟的指示。在此情况下，经滤波的信号SFIL将在一个方向上斜变，直到达到相关阈值为止，此时比较器101将改变输出状态，但是反馈信号SFB将在受控延迟的周期内保持处于相同状态，意味着该经滤波的信号将继续在相同的方向上斜变且超越阈值一定量。当反馈信号SFB确实之后改变状态时，该经滤波的信号将需要在另一方向上从此过冲电平(overshoot level)斜变。

[0078] 图5a和图5b例示了图4中所例示的TEM在第一操作模式中的操作原理，其中比较器101是不具有所施加的受控延迟的迟滞比较器。在图5a和图5b的每个中，顶部曲线图例示了用于经滤波的信号SFIL的波形且例示了迟滞阈值，在这种情况下，所述迟滞阈值关于Vth对称。下部曲线图示出了反馈信号SFB以及输入信号SIN的电平。在反馈环路中没有受控延迟的情况下，反馈信号SFB的时序与PWM信号SPWM的时序大体上相同。

[0079] 在每种情况下，反馈信号SFB(其从输出信号SOUT分接)最初处于低状态VL，且经滤波的信号SFIL正在斜升。

[0080] 经滤波的信号SFIL斜升，直到它达到较高的阈值Vth+H为止，此时比较器101的输出状态改变状态到高输出状态VH。因此，反馈信号SFB也将改变状态，因此经滤波的信号SFIL开始斜降。经滤波的信号SFIL斜降直到它达到下限阈值Vth-H为止，此时比较器101的输出从而反馈信号SFB再次改变状态。比较器101保持处于低状态VL，直到再次达到上限阈值为止。因此，比较器101的输出是一个二电平信号，该二电平信号在总循环周期TPWM内具有持续时间为α的第一状态(例如，VH)的脉冲和持续时间为β的第二状态(例如，VL)的脉冲，该总循环周期TPWM等于α+β。

[0081] 在图5a的实施例中，输入信号SIN在中点电压(midpoint voltage)VMID处大体上恒定(至少在PWM循环周期内)，因此经滤波的信号SFIL以相同速率斜升和斜降。因此，持续时间α等于持续时间β，且占空比是50％。图5b例示了一个实施例，其中输入信号SIN是低于中点电压的恒定信号，在此实施例中，这导致经滤波的信号SFIL的向下斜变速率减小且向上斜变速率增大。这意味着，与图5a的实施例的情况相比，经滤波的信号SFIL从上限阈值斜降至下限阈值所花费的时间更多，但是从下限阈值斜升至上限阈值所花费的时间更少。结果是持续时间α增大且持续时间β减小。α和β的改变量不相等，且总循环周期TPWM也改变。因此，输入信号的值被编码为PWM循环的脉冲的占空比，例如，在此实施例中被编码为(β-α)/(α+β)，或替代地被编码为β/(α+β)。

[0082] 注意，图5a和图5b示出了在第一模式中的操作，如图2a的实施例中所示出的，其中滤波器102的传送函数通常是反相的，因为反馈电压SFB的更正的值(即，当反馈信号SFB比参考Vref1更正时)导致负向的经滤波的信号SFIL，且另外其中比较器101的输出的极性和所施加至比较器101的输出的任何反相106都被配置为使得经滤波的信号SFIL与反馈信号SFB之间的所得到的传送函数通常是非反相的，即，施加至比较器的经滤波的信号SFIL的更负的值导致反馈信号SFB的更负的值。

[0083] 然而，当被配置为如图2b中所例示的那样时，为了在第二操作模式中操作，反馈电压SFB的更正的值导致正向的经滤波的信号SFIL，因此比较器101的输出的极性和施加至比较器101的输出的任何反相106从而需要被重新配置为使得施加至比较器的经滤波的信号SFIL的更负的值导致反馈信号SFB的更负的值。在图4的实施例中，这可以通过将选择性反相器106配置为在第二模式中将时间编码信号反相来实现。然后，除了波形SFIL的极性相对于图
5a和图5b中所示出的波形反相之外，可以参考图5a和图5b与第一模式类似地解释第二操作模式中的操作。

[0084] 图5c和图5d例示了具有延迟元件106以在反馈环路中施加受控延迟D的TEM 100的原理，其中比较器101没有施加迟滞。图5c和图5d中的每个的顶部曲线图再次例示用于经滤波的信号SFIL的波形和在此情况下单个限定的阈值Vth。中间曲线图示出了比较器101的输出，即，PWM信号SPWM，下部曲线图示出了相对于PWM信号SPWM延迟了一受控延迟D的反馈信号SFB。在每种情况下，反馈信号最初处于低状态VL且经滤波的信号SFIL的值正在斜升。当经滤波的信号SFIL达到阈值Vth的值时，从比较器101所输出的PWM信号SPWM改变状态。然而，此状态改变直到在限定的延迟周期D之后才传播到该反馈信号。在此延迟周期D期间，反馈信号SFB保持处于低状态VL，因此经滤波的信号继续斜升。在延迟周期D之后，反馈信号SFB改变到高状态VH。此时，经滤波的信号SFIL的值将开始斜降，但是从高于阈值Vth的电平的值。因此，比较器101将继续输出高电平状态VH，直到经滤波的信号SFIL的电平达到阈值Vth的电平为止，此时，比较器101的输出状态将改变。然而，此状态改变将再次直到在延迟周期之后才传播到反馈信号SFB，此时经滤波的信号SFIL的值将低于阈值，且从比较器所输出的PWM信号SPWM将保持处于低输入状态VL直到经滤波的信号SFIL的值斜降至阈值Vth。

[0085] 此操作再次导致持续时间为α的高输出状态VH的脉冲和持续时间为β的低输出状态VH的脉冲。图5c例示了一个实施例，其中输入信号SIN在PWM循环周期内恒定且等于中间电平电压，且斜升速率等于斜降速率。在此情况下，在延迟周期D期间阈值的过冲量对于斜升和斜降而言是相同的，从而导致持续时间α和β相等，且占空比是50％。图5d例示了一个实施例，其中输入信号SIN是恒定的、更负的信号，因此斜升速率增大且斜降速率减小。这意味着，当经滤波的信号SFIL正在斜升时，在延迟周期D期间阈值Vth的过冲量增大，且当经滤波的信号SFIL开始斜降时，返回到阈值所花费的时间更多。相反，当经滤波的信号正在斜降时，在延迟周期期间过冲量被减小，且返回到阈值所花费的时间更少。因此，持续时间α增大且持续时间β减小。再次将输入信号的值被编码为脉冲的占空比，例如，被编码为(β-α)/(α+β)。

[0086] 再次，图5c和图5d例示了如图2a中所示出的第一操作模式中的操作。如关于图5a和图5b所讨论的，相较于第一模式，在第二模式中经由滤波器102从SFB到SFIL的传送函数的极性具有相反的极性。因此，从比较器输入信号SFIL到反馈信号SFB的传送函数的极性可能需要被重新配置，从而通过重新配置比较器101的输出SPWM的极性和/或施加至比较器101的输出的任何反相106来适当地调整从比较器的输入到反馈信号SFB的传送函数的极性。因此，通过对所例示的波形的极性的适当调整，可以参考图5c和图5d与第一模式类似地解释第二操作模式中的操作。

[0087] 图5e例示了用于一个实施例的类似曲线图，其中比较器101将迟滞施加至比较，且延迟元件107施加一受控延迟。原理与参考图5a至图5d所描述的相同。当经滤波的信号SFIL正在斜升时，它将在比较器101改变输出状态之前斜变至上限阈值，但是该状态改变将直到在该受控延迟之后才传播到反馈信号，此时经滤波的信号然后将需要斜降至下限阈值，反之亦然。

[0088] 对于关于图5a至图5e所例示的实施例，脉冲的持续时间将根据以下等式变化：

[0089] α＝T0/2*(1-X) β＝T0/2*(1+X) 等式(1)

[0090] 因此，PWM循环周期TPWM将根据以下等式变化：

[0091] TPWM＝α+β＝T0/(1-X2) 等式(2)

[0092] 其中X是在+1至-1的输入范围内的输入信号的归一化值，且T0是极限循环周期(limit cycle period)。归一化的输入信号值X表示在一个输入范围内的输入信号的电平，其中为1的归一化的幅度对应于渐近地导致频率为零的输入信号的电平。在上文关于图1所讨论的实施例中，X＝+1的值可以对应于VH，且X＝-1的值可以对应于VL。T0是极限循环周期，该极限循环周期对应于用于零幅度的输入信号的PWM循环周期TPWM且将取决于任何迟滞H的量以及任何延迟D的量，以及滤波器布置的特性。从等式2将清楚的是，随着输入信号的幅度增大，PWM信号SPWM的循环周期TPWM增大，从而PWM信号SPWM的频率将减小。因此，极限循环周期T0对应于用于PWM信号SPWM的最短循环周期，从而对应于其最大频率(对于TEM 100的一组给定的操作参数，例如，任何迟滞H或延迟D的量以及滤波器布置102的特性)。

[0093] 在一些实施方案中，如图4中所例示的，可以存在循环周期控制器(CPC)401，以控制TEM 100的至少一个参数，诸如，任何所施加的迟滞H的量和/或任何受控延迟D的量，以便控制PWM信号SPWM的循环周期，从而控制输出信号SOUT，如下文将更详细地解释的。

[0094] 注意，为了易于例示和描述，图5a至图5e例示了以线性方式斜变的经滤波的信号SFIL的值，但是实际上，在至少一些实施方式中，经滤波的信号SFIL可以以非线性方式斜变，例如与无源一阶RC滤波器相关联的指数衰减。本领域技术人员还将理解，图5a至图5e仅出于例示性目的，且不意在指示关于输入信号SIN、经滤波的信号SFIL或脉冲持续时间α、β的相对幅度变化的任何内容。在图5a至图5e所例示的实施例中的每个中，输入信号SIN的电平被示出为随时间恒定。实际上，输入信号SIN将是时变信号，该时变信号包括一些感兴趣的信息内容，例如，输入信号可以是模拟音频信号。在使用中，TEM100可以被设计和被配置为使得PWM极限循环频率显著高于输入信号中的感兴趣的最高频率分量，使得输入信号SIN将在每个PWM循环周期内不显著变化。

[0095] 应注意，图4例示了延迟元件107(如果存在的话)可以位于比较器101的输出与用于输出输出信号SOUT的TEM输出之间的正向信号路径中。在这样的情况下，输出信号SOUT是从比较器所输出的PWM信号SPWM的延迟型式。然而，将理解，在其他实施方式中，延迟元件107可以位于反馈路径中，这将是从图4中所例示的延迟元件107的上游分接输出信号SOUT的等效。在一些实施方案中，可以存在不止一个延迟元件107，以提供总受控延迟D，且延迟元件可以位于比较器101下游的正向路径和/或反馈路径中。

[0096] 在一些实施方案中，TEM 100被配置为使得来自TEM 100的输出信号SOUT中的任何信号转变都被同步至第一时钟信号CLK1。

[0097] 因此，在一些实施方案中，正向信号路径可以包括至少一个锁存元件，即，同步元件，用于锁存正向信号路径中的信号转变，以便被同步至第一时钟信号CLK1。在一些实施方案中，该锁存元件可以与比较器101相关联，以使得PWM信号SPWM被同步至第一时钟信号，或该锁存元件可以在正向信号路径中的比较器的下游，且可能地是正向信号路径中的延迟元件107的一部分。因此，调制器100操作，以使得输出信号SOUT中的上升沿(即，高输出状态的脉冲的开始/低输出状态的周期的结束)被同步至第一时钟信号CLK1，例如是下降沿，即，高输出状态的脉冲的结束/低输出状态的周期的开始。这意味着，输出信号中的高状态和低状态的脉冲的持续时间α和β以及总循环周期将对应于第一时钟信号CLK1的整数数目的周期。可能有利的是，当输出PWM信号SOUT被输出至包括计数器的时间解码转换器(TDC)，如下文将更详细地讨论的。

[0098] 在一些实施方案中，比较器101可以包括锁存比较器，使得PWM信号SPWM中的信号转变被同步至第一时钟信号。图6示出了可能的锁存比较器101的一个实施例。图6示出的是锁存比较器101包括比较器元件601，该比较器元件601可以以与先前所讨论的类似的方式操作，以产生将在两个输出状态(例如，VH和VL)之间变化的比较器输出SCO。比较器输出SCO被供应至由第一时钟信号CLK1提供时钟的锁存器602。在此实施例中，比较器元件603可以基于在其输入处的信号SIN和SFIL的比较而在任何时间从一个输出状态转变到另一输出状态。然而，每当比较器元件601的输出状态转变时，即，每当比较器输出SCO从VH和VL改变时且反之亦然，锁存器602将维持其目前的输出状态，直到第一时钟信号CLK1的下一相关时钟沿为止。因此，锁存器602的输出状态的对应改变将被同步至第一时钟信号CLK1。因此，锁存器602被有效地配置，从而在由第一时钟信号CLK1所限定的采样时间对比较器输出SCO进行采样，且将该值维持作为其输出，直到下一采样时间为止。

[0099] 图6还例示了在锁存比较器101的输出处所生成的时间编码信号SPWM的波形的一般形式。图6以扩展形式例示了从锁存比较器101所输出的信号SPWM与当比较器元件601的中间信号SCO从高输出状态转变到低输出状态时的中间信号SCO之间的可能关系的一个实施例。在此实施例中，锁存器602可以在由第一时钟信号CLK1的下降沿所限定的时间处对从比较器元件601所输出的中间信号SCO进行采样。可以看出，在由第一时钟信号CLK1的下降沿所限定的第一采样时间，来自比较器元件601的信号SCO仍然处于高状态，因此锁存器602将其输出维持处于高状态。随后，在下一采样时间之前，来自比较器元件601的信号SCO改变状态，如由虚线所指示的。然而，锁存器602将其输出维持处于高状态直到下一个采样时间为止。此时，锁存器602对中间比较器信号SCO进行采样且切换到低输出状态。

[0100] 将理解的是，约束从TEM 100所输出的时间编码信号SPWM以在同步至第一时钟信号CLK1的时间时改变状态将导致持续时间α和β可能不同于它们原本可以是的持续时间，这引入了量化误差。然而，将注意，反馈信号SFB是从经同步的时间编码信号SOUT导出的。因此，任何这样的量化误差发生在TEM 100的反馈环路内，这提供了某一噪声成形。在第一操作模式和第二操作模式中都将存在噪声成形，但是对于第一操作模式，被配置为有源滤波器的滤波器布置102的较高环路增益将提供更好的噪声成形。

[0101] 参考图6，锁存器602的操作可以被看作在当比较器元件601的输出将转变(基于比较器元件601的输入)时与当PWM信号SPWM实际转变时之间添加某一可变延迟。由于锁存而引起的此可变延迟是由延迟元件107(如果存在的话)所施加的持续一限定的延迟周期D的任何受控延迟之外的延迟。此可变延迟可以被看作是在相关脉冲的持续时间中(例如，通过延长持续时间而在持续时间α中)引入误差。然而，如将从图5c和图5d清楚的，相比于在反馈信号SFB的状态改变之前原本的斜变脉冲，延长的持续时间α将导致经滤波的信号SFIL的斜变低一点，这将意味着，经滤波的信号SFIL然后将不得不进一步斜升，以使比较器输出再次转变，因此也延长了持续时间β。因此，可以看出，通过延长持续时间α以与第一时钟信号CLK1的时钟沿同步而引入的误差实际上以用于维持占空比的方式被向前传送到持续时间β的确定中。如果PWM信号SPWM未被同步至第一时钟信号CLK1，而是由延迟元件107施加同步，则将发生类似的效果。再次，任何量化误差都将在反馈环路内。

[0102] 通过以此方式在时间编码调制器100的环路内引入量化误差，TEM 100从而以与上文关于基于VCO的TDC类似的方式提供噪声成形，但是提供同步至第一时钟信号的时间编码信号SOUT。这意味着，时间编码信号SOUT的脉冲的持续时间可以被直接供应至一计数器，该计数器同步至第一时钟信号同步，以提供计数值，不会由于计数而引入任何量化误差。

[0103] 应注意，为了易于描述，已经将比较器元件601和锁存器602例示为单独的部件，且在一些实施方案中，锁存器602确实可以是与比较器元件601分离的部件。在一些实施方案中，锁存元件可以是与比较器101分离的且位于比较器101的输出的下游的锁存器。在一些实施方案中，位于比较器101的输出与用于输出输出信号SOUT的调制器输出之间的路径中的延迟元件107可以包括锁存元件，该锁存元件提供与锁存器602类似的功能作为延迟的一部分。然而，在一些实施方案中，比较器和锁存器功能可以被组合为锁存比较器，使得可以不存在单独的中间信号SCO。存在可以实施锁存比较器101的多种方式。本领域的技术人员将很好地知晓如何实施锁存比较器101，其中输出时间编码信号SPWM中的转变被同步至时钟信号。例如，一些电路被预设定至亚稳定状态，且然后在时钟信号的每个周期的一个沿上被释放，以做出比较决定。

[0104] 因此，将理解，来自锁存器602从而来自锁存比较器101的输出仍然将是具有第一输出状态和第二输出状态的α和β的逐循环持续时间的PWM信号，但是在此情况下，持续时间α和β从而总循环周期TPWM将是第一时钟信号CLK1的周期的整数倍。

[0105] 在一些实施方式中，可以选择性地启用或禁用将PWM信号SPWM同步至第一时钟信号的锁存功能。在一些实施方式中，锁存功能可以在第一操作模式中被启用，但是可以在第二操作模式中被禁用，以便在第二操作模式中减少功率消耗。在一些情况下，锁存元件(例如，锁存器602)可以在直通模式中能操作，或在一些实施方式中，可以存在信号选择器，诸如多路复用器603，该信号选择器可以可操作以直接接收比较器元件601的输出，且还可以可操作以接收锁存器602的输出且基于信号选择控制信号SEL传递这些输入中的选定输入作为输出PWM信号，信号选择控制信号SEL可以根据操作模式而被控制。当不使用锁存器602时，可以将其禁用。

[0106] 在由延迟元件107所接收的PWM信号SPWM被同步至第一时钟信号CLK1的实施方案中，延迟元件107可以包括数字延迟，该数字延迟也由第一时钟信号CLK1提供时钟。延迟元件107因此可以接收PWM信号SPWM且将PWM信号SPWM的状态的任何改变的传播延迟一个限定数目的第一时钟信号CLK1的周期，以提供期望的延迟。因此，延迟的信号也将被同步至第一时钟信号CLK1。这样的数字延迟(该数字延迟由时钟信号提供时钟，以便提供时钟信号的受控数目的周期的延迟)可以由相对小且较低功率的电路系统容易地实施，以提供受控且准确的延迟。可以通过设定时钟周期的数目来限定延迟D的持续时间，数字延迟元件107将使其输入的状态改变到其输出的状态改变的任何传播延迟该时钟周期的数目。

[0107] 将来自时间编码调制器(TEM)100的输出PWM信号SOUT同步至第一时钟信号CLK1可以为输出信号SOUT的下游处理提供优点。

[0108] 在多个实施方案中，PWM输出信号SOUT可以由时间解码转换器(TDC)接收，以将PWM信号转换成数字信号。例如，如上文关于图3所提及的，TEM 100可以与合适的TDC一起使用作为模数转换器(ADC)300的一部分。

[0109] 图7更详细地例示了根据多个实施方案的包括时间编码调制器(TEM)100的ADC 300的一个实施例。图7例示的是TEM 100接收输入信号SIN。来自TEM 100的输出信号SOUT由时间解码转换器(TDC)301接收。TDC 301包括由计数器时钟信号提供时钟的计数器701。在第一时钟信号CLK1被供应至TEM 100以使得TEM 100可以在至少一个操作模式中将输出信号SOUT同步至第一时钟信号的实施方案中，计数器时钟信号可以是第一时钟信号CLK1，或可以是第一时钟信号CLK1的一个型式，如所例示的。

[0110] 计数器701可以被配置，从而在由输出PWM信号SOUT的脉冲的持续时间α和β所限定的周期中产生计数器时钟信号CLK1的时钟周期的数目的计数值，以使得对占空比的指示可以被确定(例如，通过解调器403)为值α/(α+β)或(α-β)/(α+β)。

[0111] 如果输出PWM信号SOUT的脉冲的持续时间α和β未被同步至计数器时钟信号，则可能存在与这些计数值相关联的量化误差。这样的量化误差的程度将由计数器701的时间分辨率来确定，该时间分辨率将取决于计数器时钟信号CLK1的频率。因此，例如，如果计数器时钟信号CLK1具有比如100MHz的频率，则M的计数值和M+1的计数值之间的差对应于10ns的时间差，因此TDC 401的最小时间分辨率将是10ns。所得到的纯基于计数器的TDC的量化噪声频谱实际上是平坦的。为了在第一操作模式中提供具有可接受地低的量化噪声的输出，在第一操作模式中供应至计数器701的计数器时钟信号的频率可以是相对高的，例如大约几个GHz。然而，由于功率和实用性原因，这样的快的时钟速度可能是某些应用所不期望的。

[0112] 在本公开内容的一些实施方案中，TEM 100接收第一时钟信号CLK1，且如先前所描述的，在至少第一操作模式中，将输出时间编码信号SOUT中的任何信号转变同步至第一时钟信号。因此，如所提及的，PWM信号SOUT的脉冲的持续时间α和β将对应于第一时钟信号CLK1的整数数目的周期。这样，TDC 301的计数器701可以确定这些周期的计数值，而根本不引入任何量化误差。

[0113] 图7例示了单个计数器701。该计数器可以被布置成在时间编码信号SOUT的每个脉冲(高或低)期间计数，且在每个脉冲的结束时复位。在一些实施方式中，计数器701可以由第一计数器元件和第二计数器元件(未例示)提供。第一计数器元件可以被配置为在时间编码信号SOUT的第一输出状态的一个周期期间计数，例如以确定α的计数值，其中第二计数器元件被配置为在第二输出状态的一个周期期间计数，例如以确定β的计数值。然而，其他布置是可能的。

[0114] 如所提及的，输入信号SIN的电平通过时间编码信号SOUT中的脉冲占空比进行编码，且例如可以被解码为(α-β)/(α+β)或α/(α+β)。提供α和β的单独的计数允许执行期望的到数字值的解调，且可以容易地确定诸如α+β或α-β的值。然而，在某个布置中，计数器也可以被布置成提供循环周期TPWM的计数，即，直接为α+β的计数。附加地或替代地，可逆计数器(up-down counter)可以被布置成在一个输出状态的脉冲期间增大且在另一输出状态的脉冲期间减小，以提供指示α-β的计数值。

[0115] 计数值(该计数值在此实施例中可以是计数值α和β)可以被提供至解调器702，用于转换成数字输出，例如作为(α-β)/(α+β)或作为α/(α+β)，该数字值可以作为数字输出信号DOUT输出。在一些实施方式中，该解调器可以包括异步采样率转换器(ASRC)以提供常规采样率，尽管在一些实施方式中，可以在下游设置ASRC或可以不需要ASRC。

[0116] 存在可以解调计数值以提供数字输出的许多已知方式。例如，可以通过使用Σ-Δ调制器(SDM)以计算有效率的方式来实现解调。

[0117] 解调器702可以以由解调器时钟CLK2所限定的采样率提供输出信号DOUT，该解调器时钟CLK2具有比第一时钟信号CLK1更低的频率，时间编码信号被同步至该第一时钟信号CLK1。方便地，用来控制所述解调器的解调器时钟信号CLK2可以被同步至第一时钟信号CLK1。时钟信号CLK2可以方便地从第一时钟信号CLK1导出，例如，通过分频器703。因此，可以以比TDC 301的计数器701更低的时钟速率为解调器702提供时钟。以较低的时钟速率操作可以导致较高频率分量的功率中的一些向下折到感兴趣的信号带内且随着信号带增大噪声。因此，在一些实施方式中，TDC滤波器布置704可以被布置成提供对计数值α和β的滤波，以用于抗混叠(anti-aliasing)。TDC滤波器布置705可以是以任何方便的方式将低通滤波施加至计数值α和β的低通滤波器(LPF)。

[0118] 因此，ADC 300可以在对应于TEM 100的操作模式的至少两个操作模式中能操作。在第一操作模式中，ADC 300可以以相对高的质量能操作。在一些实施方案中，在第一操作模式中，TEM 100可以被布置成接收第一时钟信号且使输出时间编码信号SOUT中的任何信号转变同步至第一时钟信号。因此，在第一模式中，第一时钟信号CLK1可以具有第一频率f1，该第一频率f1可以例如是大约几百兆赫兹，比如例如大约300MHz。TDC 301的计数器701也可以被同步至第一时钟信号CLK，以使得计数器702不引入任何量化噪声。计数值可以由解调器702解调以提供数字输出DOUT。

[0119] 在第二操作模式中，TEM 100再次操作以提供输出时间编码信号SOUT，但是与在第一模式中相比，在第二模式中，TEM 100具有更低的功率消耗。在一些实施方案中，TEM 100还在第二模式中接收第一时钟信号CLK1，且可以将时间编码输出同步至第一时钟信号。然而，在一些实施方案中，TEM 100可以可操作，以使得在第二操作模式中，输出PWM信号SOUT未被同步至时钟信号，因为这可以提供进一步的功率节省。从TEM 100所输出的时间编码信号SOUT可以被提供至TDC 301的计数器701，该计数器701可以再次在由输出PWM信号SOUT所限定的周期内对第一时钟信号CLK1的时钟周期的数目进行计数。如果输出时间编码信号SOUT未被同步至第一时钟信号，则计数可以引入量化噪声，但是这对于第二操作模式是可接受的。在一些实施方案中，在第二操作模式中，第一时钟信号CLK1可以具有第二频率f2，该第二频率f2不同于且低于第一频率f1。在一些实施例中，例如，在第二模式主要被用于活动检测的情况下，第二操作模式中的频率可以是大约几百千赫兹左右。

[0120] 换句话说，可以在第二模式中降低第一时钟信号CLK1的频率，以便提供附加的功率节省。在一些实施方案中，ADC从而可以被配置为从时钟生成器705接收第一时钟信号，该时钟生成器可以可操作以响应于模式控制信号CMODE以不同的频率提供第一时钟信号。在一些实施方案中，时钟生成器705可以包括被配置为接收限定的电压作为输入信号的TEM。

[0121] 在一些实施方案中，ADC 300可以操作以在第二模式中提供数字输出DOUT，因此来自计数器701的计数值可以由解调器702解调，如上文所描述的。然而，在一些实施方式中，由计数器701所产生的计数值对于特定的应用可以是足够的。

[0122] 例如，在一些实施方式中，可以使ADC 300在第二模式中操作，以提供某个低功率永远开启型功能，用于检测任何显著的信号活动。一旦检测到任何信号活动，就可以将ADC 300切换到第一模式，以便为后续处理提供更高质量的数字输出。在这样的情况下，有可能单独基于计数值来检测信号活动，在此情况下，在第二操作模式中，解调器702可以大体上未被供电。

[0123] 如上文所提及的，脉冲持续时间α和β以及PWM循环周期TPWM将随着输入信号的电平而变化。对于零幅度的输入信号，脉冲持续时间α和β将是相等的且分别等于极限循环周期T0的一半。随着输入信号幅度增大，相对持续时间α和β将变化，总循环周期也将变化。如果当在第二模式中操作时预期的极限循环周期T0对于TEM 100是已知的，则可以对照一个阈值监视对应于α或β的计数值、或α与β之间的和或差、或总循环周期的直接计数。如果相关值保持在该阈值以下，则这指示输入信号SIN在某个幅度极限以下。然而，如果监视的值增大到该阈值以上，则这指示输入信号SIN已经增大幅度极限，在此情况下，ADC 300可以改变至第一操作模式。

[0124] 因此，在一些实施方案中，ADC 300可以包括用于控制TEM 100和ADC 300的操作模式的模式控制器706。该模式控制器可以直接从计数器701接收至少一些计数值和/或当解调器702活动(active)时可以从解调器702接收数字输出。模式控制器706可以基于计数值和/或数字输出DOUT来确定适当的操作模式，且当不存在显著的信号活动时可以在第二模式中操作，然后当检测到显著的活动时可以转变到第一模式。在任何限定的不活动(inactivity)周期之后，模式控制器706可以转变回到第二操作模式。附加地或替代地，模式控制器706可以响应于一些外部控制信号来实施特定的操作模式。如上文所述的，在一些实施方案中，模式控制器706还可以生成模式控制信号以改变计数器时钟信号CLK1的频率和/或以启用或禁用TDC 301的解调器702。

[0125] 在一些实施方案中，循环周期控制器(CPC)401可以被配置为控制TEM 100的至少一个参数P，以便控制循环周期，且因此控制来自TEM 100的PWM输出信号SOUT的频率。如上文所描述的，PWM信号SPWM(且因此输出信号SOUT)中的高状态和低状态的脉冲的持续时间α和β不仅随输入信号SIN的电平而变化，而且随PWM循环周期TPWM而变化从而随PWM循环频率fPWM变化，也随输入信号SIN而变化。在输入信号幅度较高时，PWM循环周期TPWM可能显著增大。例如，在信号幅度为最大信号电平的十分之九(|X|＝0.9)时，如果从等式(2)可以看出，在X＝0时，循环周期将是极限循环周期T0的五倍以上。因此，PWM循环频率fPWM将是极限循环频率f0的五分之一以下。

[0126] 在一些实施方式中，输出信号SOUT的循环频率或循环周期的此相对大的变化可能是不利的。例如，任何下游时间解码部件可能需要能够应付大范围的循环周期，这可能增加这样的解码部件的复杂性。另外，为了确保循环频率在所有信号电平处都保持足够高，可能需要极限循环频率是非常高的，这再次可以增加下游部件的复杂性。否则，随着循环频率在较高的信号幅度处降低，它可能接近感兴趣的信号带。

[0127] 为了避免这些问题，可以控制时间编码调制器100的操作，以便控制输出信号SOUT的循环周期或循环频率。在一些实施方案中，循环周期控制器401在至少第一操作模式中可以是自适应的，且可以响应于对输入信号SIN的电平的指示以将PWM信号SPWM从而输出信号SOUT的循环周期保持在一个设定范围内。特别地，循环周期控制器401可以被配置为在至少第一操作模式中基于输出信号SOUT来控制TEM100的至少一个参数P。在一些实施方案中，循环周期控制器401可以接收计数值(例如，对应于来自计数器701的某个α和/或β或它们的某个组合的计数)和/或对来自解调器702的数字输出的指示。在一些实施方案中，如图4中所例示的，循环周期控制器401可以被配置为接收输出时间编码信号SOUT本身，在此情况下，该循环周期控制器可以包括计数器或TDC(未被单独例示)，以确定对输入信号的幅度的指示或对目前PWM循环周期TPWM的指示。该循环周期控制器可以被配置为控制TEM 100的至少一个参数，以便控制循环周期。

[0128] 在一些实施方式中，由循环周期控制器401所控制的至少一个参数可以包括由比较器101所施加的迟滞H的量。如果输入信号SIN的幅度增大，则这将导致较长的PWM循环周期TPWM，循环周期控制器401可以减小所施加的迟滞H的量，以便将总PWM循环周期TPWM维持在限定的极限内。存在可以以可控制的迟滞实施比较器101的多种方式。

[0129] 附加地或替代地，在一些实施方式中，由循环周期控制器401所控制的至少一个参数可以包括由延迟元件106所施加的受控延迟D的量，该延迟元件106可以是可变延迟元件，该可变延迟元件能操作以提供可以以已知方式选择性地变化的限定的延迟。因此，如果输入信号SIN的幅度增大，这将倾向于导致较长的PWM循环周期TPWM，循环周期控制器401可以减小所施加的延迟D的量，以便将总PWM循环周期TPWM维持在限定的极限内。

[0130] 存在可以实施受控延迟且所施加的受控延迟可以是可控制地可变的多种方式。在一些实施方案中，TEM 100的比较器101可以可操作以将迟滞施加至该比较，且在TEM的反馈环路中可以存在可变延迟元件106，在此情况下，该循环周期控制器可以可操作以控制所施加的迟滞H和受控延迟D这二者。

[0131] 在一些实施方案中，可以控制延迟和/或迟滞，以控制操作中的PWM循环频率fPWM的变化。在一些实施方案中，可以控制延迟D和/或迟滞H，以实施如上文所讨论的不同操作模式。

[0132] 应理解，PWM信号SPWM对于给定幅度的输入信号SIN的PWM循环周期TPWM也将取决于经滤波的信号SFIL对于给定的输入信号的斜变速率，该斜变速率至少部分地取决于在相关配置中的滤波器布置105的滤波器参数。附加地或替代地，因此由循环周期控制器401所控制的TEM 100的至少一个参数P可以包括滤波器布置102的滤波器参数。例如，在第一操作模式中，可以可控制地使积分器202的增益因子变化，例如通过使部件电阻和/或电容的值变化。本领域的技术人员将知晓针对相关滤波器可以变化的多种滤波器参数，以可控制地使经滤波的信号的斜变速率变化。

[0133] 因此，本公开内容的多个实施方案涉及可以被用作ADC 300的一部分且可以在至少两个不同模式中操作的TEM 100，其中TEM 100的滤波器布置102可以在两个操作模式被重新配置，以便提供第一较高质量但较高功率模式和第二较低功率但较低质量模式。在至少一个操作模式中，例如，在第一操作模式中，输出时间编码信号可以被同步至所接收的第一时钟信号，这可以中继下游处理的要求。在至少一个操作模式中，例如，在第一操作模式中，可以控制TEM的一个或多个参数以控制时间编码信号的循环周期。

[0134] 在图4的实施例中，可配置的滤波器布置102可以在第一模式中被配置为有源积分器，用于对诸如图2a中所例示的组合的输入信号SIN和反馈信号SFB进行滤波，且可以在第二模式中被重新配置为无源滤波器，用于对诸如图2b中所例示的组合的输入信号SIN和反馈信号SFB进行滤波。然而，如上文所述的，在一些实施方案中，可以实施变型的第二操作模式，其中反馈信号SFB被滤波以为比较器101的一个输入提供经滤波的信号，而输入信号被提供至比较器101的另一输入，诸如图2c中所例示的。

[0135] 图8a例示了可以在诸如图2a中所例示的第一操作模式和诸如图2c中所例示的第二操作模式之间重新配置的滤波器布置102的一个实施例。在此实施例中，开关网络105包括开关SW1a、SW2a和SW2b，如上文参考图4所描述的。此外，开关网络包括开关SW1c、SW1d和SW2c。在第一操作模式中，开关SW1c被闭合，以将阈值信号Vth提供至比较器101的第二输入。在第二操作模式中，开关SW1c被断开，且开关SW2c被闭合，以将输入信号供应至第二比较器输入。如上文所述的，由于比较器101的第二输入可以是高阻抗的，所以可以在第二操作模式中从输入电阻RIN之前或之后分接输入信号。在第二操作模式中，开关SW1d被断开以将输入信号与第一运算放大器103隔离。如关于图4所讨论的，如果运算放大器103在第二模式中操作以提供箝位，则可以省略开关SW2b。

[0136] 图8b例示了滤波器布置102的另一实施例，该滤波器布置102在第一模式中可配置以为组合的输入信号SIN和反馈信号SFB提供有源积分器滤波器，且在第二模式中可配置以将输入信号SIN提供至比较器的一个输入以及将从反馈信号SFB所导出的经滤波的信号SFIL提供至比较器101的另一输入。然而，在图8b的实施方案中，第一比较器输入在第一模式中接收经滤波的信号，其中第二比较器输入被耦合至阈值信号，而在第二模式中，第二比较器输入接收经滤波的反馈信号，而第一比较器输入接收输入信号。通过在模式之间交换比较器101的输入，此布置解决了第一模式中的有源滤波器反相而第二模式中的无源滤波器未反相的问题。这避免了对选择性反相器106的需要，但是确实意味着输出信号SOUT的极性可以在两个操作模式中变化。

[0137] 图8b的滤波器布置102的开关网络105包括开关SW1a、SW1c、SW2a和SW2b，如先前所描述的。此外，开关网络包括开关SW1e、SW1f和SW2f。在第一操作模式中，开关SW1c被闭合，以将阈值信号Vth提供至比较器101的第二输入。在第二操作模式中，开关SW1c被断开，开关SW1e也被断开，以将反馈信号SFB与用于输入信号SIN的信号路径隔离。开关SW2f被闭合，以将经滤波的信号耦合至第二比较器输入。

[0138] 然而，其他布置是可能的，特别是在至少一个模式中，滤波器布置可以被实施为有源和/或无源二阶或更高阶滤波器。

[0139] 图9例示了根据一个实施方案的TEM 100的另一实施例，其中使用相同的附图标记来标识类似的部件。图9例示的是滤波器布置102附加地包括第二运算放大器901以及耦合至开关网络105的第二电容902。开关网络105被配置为使得，在一个操作模式中，第二运算放大器901和第二电容902连同第一运算放大器103和第一电容104一起被配置为二阶有源滤波器，在此情况下是二阶积分器。在此实施例中，通过启用第一运算放大器103和第二运算放大器901且闭合开关SW1a和开关SW1b且断开开关SW2a和SW2b来启用第一模式。第二模式通过如下方式来启用：闭合开关SW2a，以在将第一运算放大器103和第二运算放大器901旁路的路径中将第一节点201连接到比较器101，且闭合开关SW2b，以将所述电容中的一个(在本实施例中是第一电容104)连接在第一节点201和参考电压Vref1之间，其中开关SW1a和SW1b被断开。

[0140] 在一些实施方案中，如果需要的话，可以通过适当的开关来启用另一操作模式，以便允许仅使用所述运算放大器中的一个运算放大器将滤波器布置配置为一阶滤波器。当然应理解，如果需要的话，也可以在至少一些操作模式中实施更高阶滤波器。

[0141] 应理解，图9示出了比较器101的输出被直接用作输出信号SOUT而没有任何单独的延迟107，比较器101从而可以是迟滞比较器，但是应理解，在一些实施方案中可以包括延迟。图9省略了选择性反相器，但是如果需要的话，如前面所讨论的，同样可以包括选择性反相器，例如，根据滤波器输入-输出传送函数的极性，用其他二阶或更高阶滤波器拓扑。

[0142] 在一些实施方案中，反馈路径可以包括可控制的电流生成器，该电流生成器被配置为基于反馈信号的状态来生成限定的电流。可以使用这样的电流生成器来代替经由反馈电阻RFB施加反馈信号。因此，图9示出的是反馈路径可以包括电流生成器903，该电流生成器903基于反馈信号SFB的状态来生成限定幅度但极性相反的导引电流。例如，电流生成器903可以具有第一电流元件904和第二电流元件905，该第一电流元件904被布置为电流源，以在反馈信号处于一个输出状态时提供正导引电流+i，该第二电流元件905被布置为电流宿，以在反馈信号处于其他输出状态时提供负导引电流。此导引电流(在此实施例中)将在第一个节点处与由输入信号SIN所生成的电流组合。

[0143] 使用电流生成器903的一个实际优点是，避免了为了提供准确的电压电平VH和VL以例如避免功率供应电压变化的影响而对于电压缓冲器的需要。这样的缓冲器需要被很好地设计，以避免由于反馈负载从VH切换到VL以及从VL切换到VH而产生的瞬态影响，因此可能需要比简单的电流源所需要的功率和芯片面积更多的功率和芯片面积，该简单的电流源的输出可以简单地从输出节点导引到某个其他节点。应理解，在反馈路径中使用电流生成器也可以被应用于所描述的其他实施方案。

[0144] 因此，本公开内容的实施方案涉及一种至少在第一模式和第二模式中能操作的TEM。该TEM包括可重新配置的滤波器布置，该滤波器布置在一个操作模式中可以被配置为充当有源滤波器，以实现较高质量的操作，且在另一模式中可以被配置为在另一操作模式中充当无源滤波器，以实现较低功率的操作。多个方面还涉及这样的可重新配置的滤波器，诸如图10中所例示的。可重新配置的滤波器可以包括至少一个运算放大器103和至少一个电容104。还可以存在电流转换装置1000，诸如电阻或用于基于所接收的反馈信号SFB生成电流信号的可导引的电流生成器。

[0145] 实施方案可以被实施在一系列应用中，且特别适合于音频应用或超声应用。实施方案可以被实施为ADC电路的一部分，且可以特别适合于需要能够偶尔提供低功率操作但在其他时间提供更高质量的操作的应用。在具体实施方案中，可以被实施为以永远开启功能可操作的信号路径的一部分，且可以被有用地用作用于接收语音命令的信号路径的一部分。

[0146] 实施方案也可以适合于光学应用，且用于TEM的输入信号可以由任何合适的光电检测器生成。TEM可以是在上文变体中的任何一个中所描述的TEM。这对于提供对感兴趣的光学信号的监视可以是有用的，且如上文所描述的，TEM可以在不同模式中能操作，以根据需要选择性地提供高质量的操作模式或较低功率的操作模式。

[0147] 例如，TEM可以在低功率模式中能操作，以通过监视光电检测器的输出来对感兴趣的光学信号提供活动检测。如果检测到感兴趣的活动，则TEM可以以与上文所描述的类似的方式切换到较高质量的操作模式。注意，如本文所使用的，术语“光学”不限于电磁频谱的可见部分，且术语“光学”应被用来涵盖紫外辐射和红外辐射。对光的任何引用都应以相同的方式来解释。

[0148] 任何合适的光学检测器都可以被用来提供用于TEM的输入信号。在一些情况下，光学检测器可以包括光电二极管。图11例示了装置1100的一个实施例，该装置1100包括光电检测器(在此实施例中是光电二极管1101)，用于检测任何入射光学辐射且生成用于TEM 100的输入信号SIN。TEM 100可以是诸如本文所讨论的变体中的任何一个中所描述的TEM。
TEM 100的操作模式可以由控制器706控制，如上文关于图7所讨论的，控制器706可以基于来自TEM 100的输出信号SOUT来控制操作模式，可能地在通过时间解码转换器301的至少一部分进行一些处理之后，例如，基于来自TDC 301的计数器701的计数值，如参考图7所讨论的。

[0149] 如本领域技术人员将理解的，存在通常可以操作光电二极管的两种方式。在光伏操作模式中，没有电压被施加在光电二极管两端，例如，存在零偏置。此模式利用光伏效应。这样的操作模式依赖于入射光学辐射，该光学辐射导致电压累积以使二极管正向偏置，因此光电二极管对入射辐射的响应是相对慢的。在光电导操作模式中，通过施加合适的偏置电压来使二极管反向偏置。此操作模式可以改善光电二极管的响应时间，但是可以导致输出中的增大的噪声，且确实需要将偏置电压施加至光电二极管，相较于光伏模式，这可以增大功率消耗。

[0150] 在本公开内容的实施方案中，可以在光伏模式或光电导模式中连接光电二极管，以提供用于TEM 100的输入信号。然而，在一些实施方案中，可以在使用中选择性地使光电二极管1101的操作模式变化。例如，图11例示的是可以经由开关SPV将光电二极管选择性地耦合至接地，或通过开关SPC将光电二极管选择性地耦合至合适的偏置电压VBIAS。在使用中，如果开关SPV被闭合而开关SPC处于断开，则光电二极管将在光伏模式中操作，其中在相反的情况下，在开关SPV被断开且开关SPC被闭合的情况下，光电二极管将在光电导模式中操作。

[0151] 在一些实施方式中，控制TEM 100的操作模式的控制器706也可以控制光电二极管的操作模式。因此，控制器706可以生成控制信号CMODEPD，以通过将光电二极管1101选择性地耦合至接地或偏置电压VBIAS(例如，通过控制开关SPV和SPC)来选择性地使光电二极管1101在所选定的模式中操作。在一些实施方式中，该控制器可以被配置为使得当TEM正在低功率操作模式(例如，TEM的第二操作模式)中操作时，使光电二极管在光伏模式中操作。如所提及的，在光伏操作模式中，没有偏置被施加至光电二极管1101，因此这表示光电二极管1101的低功率操作模式。也如所提及的，在光伏模式中对入射光学辐射的响应可能较慢，但是响应速度对于活动检测可以足够好的，且除非且直到检测到显著的活动，否则没有必要对入射光的任何变化能够迅速做出响应。如果检测到显著的活动，则该控制器可以控制TEM切换到高质量操作模式，且可以控制光电二极管在光电导操作模式中操作，以使得来自光电二极管1101的输出且因此至TEM 100的输入信号SIN将提供对入射光学信号的任何相对快速的变化的更好指示。

[0152] 图12a例示了当TEM 100可配置在诸如参考图2a所描述的高功率模式中时，在较高功率、较快响应的操作模式中光电二极管1101和TEM 100的配置。图12b例示了当TEM 100可配置在诸如参考图2b所描述的高功率模式中时，在较低功率、较慢响应的操作模式中光电二极管1101和TEM 100的配置。

[0153] 再次参考图11，因此装置1100可以被看作可配置的光电二极管模块，该光电二极管模块包括至少一个光电二极管和某个读出电路系统，其中该光电二极管模块在不同操作模式中能操作。该光电二极管模块在第一模式中能操作，其中光电二极管在光电导模式中操作，且该读出电路系统(例如，TEM 100)以第一配置来配置。该光电二极管模块也在第二模式中能操作，其中光电二极管在光伏模式中操作，且读出电路系统(例如，TEM 100)以第二配置来配置。该读出电路系统的第一配置对应于相对高质量的操作模式，且第二配置对应于较低功率的操作模式。第二模式可以对应于活动检测操作模式，且实施方案涉及包括活动性检测器的光电二极管模块。该读出电路系统还可以包括用于将TEM 100的输出转换成数字输出的时间解码转换器301。该读出电路系统可以形成ADC。

[0154] 实施方案可以被实施为集成电路，该集成电路在一些实施例中可以是编解码器或音频DSP或类似物。实施方案可以被纳入电子设备中，该电子设备可以例如是便携式设备和/或用电池功率能操作的设备。该设备可以是通信设备，诸如移动电话或智能电话或类似物。该设备可以是计算设备，诸如笔记本计算设备、膝上型计算设备或平板计算设备。该设备可以是可穿戴设备，诸如，智能手表。该设备可以是具有语音控制或激活功能的设备。在一些情况下，该设备可以是与某个其他产品一起使用的附件设备，例如头戴式送受话器(headset)或类似物。

[0155] 技术人员将认识到，上文所描述的装置和方法(例如，发现方法和配置方法)的一些方面可以被具体化为处理器控制代码，例如，在非易失性载体介质(诸如，磁盘、CD-ROM或DVD-ROM)、被编程的存储器(诸如，只读存储器(固件)上，或在数据载体(诸如，光学信号载体或电信号载体)上。对于许多应用，实施方案将被实施在DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)上。因此，代码可以包括常规的程序代码或微代码，或例如用于设置或控制ASIC或FPGA的代码。代码还可以包括用于动态地配置可重新配置的装置(诸如，可重新编程的逻辑门阵列)的代码。类似地，代码可以包括用于硬件描述语言(诸如，Verilog TM或VHDL(超高速集成电路硬件描述语言))的代码。如技术人员将理解的，代码可以被分布在彼此通信的多个耦合的部件之间。在适当的情况下，还可以使用在现场可(重新)编程的模拟阵列或类似设备上运行以配置模拟硬件的代码来实施所述实施方案。

[0156] 应注意，上文所提及的实施方案例示而非限制本发明，且在不脱离所附权利要求的范围的前提下，本领域技术人员将能够设计许多替代实施方案。“包括”一词不排除权利要求中所列出的元件或步骤之外的元件或步骤的存在，“一”或“一个”不排除多个，且单个特征或其他单元可以实现权利要求中所记载的几个单元的功能。权利要求中的任何附图标记或标注不应被解释为限制其范围。

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