【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】 本発明は、請求項１の前文に規定されるような切換えモード電源に関する。 本発明はさらにそのような電源を使用する表示システムに関する。 本電源は、小型パーソナル通信または情報装置、例えば携帯用電話またはポケットベル（登録商標）で使用することができる。 【０００２】 【従来の技術】 切換えモード電源は、米国特許５，５８７，６８３から公知である。 この文献に記述されている電源は、液晶表示装置で使用される。 切換えモード電源は、入力電圧を出力電圧ＶＩｃｄに変換するための変換手段を備える。 出力電圧ＶＩｃ
ｄは、液晶表示装置の多重化駆動に必要な最も高い電圧である。 さらに、切換えモード電源は、帰還信号とフィードフォワード信号に依存して変換器用の制御信号を生成するための制御手段を備える。 帰還信号は、出力電圧ＶＩｃｄと基準電圧に依存している。 さらに、出力電圧ＶＩｃｄおよび表示すべき情報から行信号および列信号を生成するためのバイアスレベル生成器および多重化回路が存在している。 行信号および列信号は液晶表示を駆動するために使用される。 液晶表示の新しい行が選択された時に、バイアスレベル生成器からピーク電流が引き出され、短い時間の間出力電圧ＶＩｃｄに電圧低下が起こる。 行および列信号の異なる状態で生じる液晶装置の負荷の変化に素早く適応するために、フィードフォワード信号は、行信号の変化または列信号の変化から生成される。 このフィードフォワード信号は、液晶駆動電圧の帰還調整を改良するために使用される。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】 しかしながら、液晶表示装置では、電源、制御回路、バイアスレベル生成器および多重化回路に、チップオンガラス技術を使用することができる。 この場合に、これらの回路間のインジウム錫酸化物（ＩＴＯ）導体の寄生配線抵抗によって、ＶＩｃｄ帰還ループ内の帰還信号に追加の時定数が加わる。 液晶装置のＩＴＯ
配線の伝達特性のために、出力電圧が要求レベルに戻るのに時間がかかる場合がある。 この状況で、連続する行の間に負荷が変動する時、調整によって遅れが導入される可能性があり、このことは液晶表示のグレー値および色に影響を及ぼす可能性がある。 【０００４】 本発明の目的は、出力電圧調整の遅れを低減した切換えモード電源を提供することである。 【０００５】 【課題を解決するための手段】 上記目的は、請求項１で規定されるような本発明にかかる切換えモード電源で達成される。 各連続した周期、例えば多重化液晶表示の行周期の始めに負荷が変化する時および仕方の事前情報を制御手段が有する場合は、変換器の適切な切換えパターンに従って期待される負荷レベルに対応して、フィードフォワード信号を取り出すことができる。 本発明は、連続した周期の間の負荷の変動は動作期間に比べて長い期間の間同じパターンを示すということを認めることに基づいている。 例えば、液晶表示のある特定の用途では、液晶表示がリフレッシュされるフレーム期間よりも一般に遥かに長い期間の間、表示の情報内容は一定である。 変化する負荷レベルは、例えば表示シーケンサ手段に分かっている事前情報である可能性がある。 したがって、表示シーケンサ手段の情報は、フィードフォワード信号を決定するために使用することができる。 【０００６】 本発明の他の効果的な実施形態は、従属の請求項で規定される。 【０００７】 本発明の特定の実施形態は請求項２で規定される。 フィードフォワード信号と帰還信号の組合せを使用して、効率のよい調整が得られる。 【０００８】 本発明にかかる電源の他の実施形態は請求項３で規定される。 制御信号の所定の動作期間よりも小さいフィードフォワード信号を生成することで、電源の安定した収束する調整が保証される。 【０００９】 本発明にかかる電源の他の実施形態は請求項４に規定される。 例えば表示のフレーム期間中の連続するライン期間の切換え情報は、循環型記憶装置に格納し、
周期ごとに読み出しアドレスをインクリメントすることで取り出すことができる。 【００１０】 本発明にかかる電源の他の実施形態は、請求項５で規定される。 収集手段を応用することで、変化する負荷レベルの状態情報を得ることができるので、この結果、連続する周期ごとに切換えモード電源の最適切換えパターンを得ることができる。 【００１１】 本発明にかかる電源の他の実施形態は、請求項７で規定される。 フレーム信号に依存してフィードフォワード信号を生成することで、例えば液晶表示のフレーム反転中のより大きなピーク電流を補償することができる。 【００１２】 本発明はさらに表示システムに関する。 【００１３】 本発明の目的は、大きな多重化比でグレースケールおよび色を表示する表示システムを提供することである。 この目的は、請求項１０で規定されるような本発明にかかる表示装置で達成される。 【００１４】 本発明のこれらおよび他の態様は、以下で説明する実施形態から明らかであり、この実施形態を参照して説明する。 【００１５】 【発明の実施の形態】 図１は本発明にかかる表示システムを示す。 この表示システムは、切換えモード電源１、例えば電荷ポンプ３を備える。 電荷ポンプの回路は、引用米国特許５
，５８７，６８３号から本質的に公知である。 電荷ポンプ３は、コンデンサ６１
、固体スイッチ６３とバッファ６５、および固体スイッチ６３とバッファ６５の位相とを制御するための電荷ポンプ制御回路１５を含んだ電圧４倍器を備える。
電荷ポンプ３は、クロック信号を生成するためのクロック回路１７を備えることが好ましい。 このクロック信号は、制御信号が制御入力端子４４に存在する時に、電荷ポンプ制御回路１５に送られる。 【００１６】 動作中に、切換えモード電源３の入力端子４０に存在する入力電圧は、出力端子４２に存在する出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄに変換される。 さらに、切換えモード電源１は変換器制御手段５を備える。 変換器制御手段５は、基準電圧を受け取るための基準端子５６および出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄを感知するための出力端子４２に抵抗電圧抵抗器分割器２５、２７を介して結合された制御端子５４を有する。 さらに、変換器制御手段５は、比較器回路２１と、クロック回路１７に制御信号を供給するための出力端子４６とを備える。 比較器回路２１の第１の入力は、制御端子５４に接続され、比較器回路２１の第２の入力は基準端子５６を介して基準電圧源２３に結合されている。 比較器回路２１の出力は、制御論理回路１９の第１の入力４５に結合されている。 この比較器回路は、それぞれ制御端子５４および基準端子５６の電圧に依存して帰還信号を生成する。 制御論理回路１９は、制御端子４６を介して電荷ポンプ３のクロック回路１７に供給される制御信号内で帰還信号とフィードフォワード信号とを組み合わせることが好ましい。 動作中に、出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄが所定の電圧Ｖｏｐよりも低い時、比較器回路２１は帰還信号を生成する。 ここで所定の電圧Ｖｏｐは抵抗電圧分割器２５、２７で調整することができる。 【００１７】 さらに、この表示システムは、液晶表示装置９、バイアスレベル生成器１１、
行および列多重装置１３、並びに液晶表示制御手段、例えば表示シーケンサ７を備える。 表示シーケンサ７、電荷ポンプ３、制御手段５、バイアスレベル生成器１１および行および列多重装置１３は、単一集積回路に集積化されると良い。 しかしながら、電荷ポンプ出力コンデンサ３１は、その容積が大きいために、通常集積化しないで、インジウム錫酸化膜（ＩＴＯ）の２つの配線２９、３３を介してガラスの外に取り付けることが好ましい。 【００１８】 液晶表示装置９は、２つの光学的に透明な板（図示しない）を備え、この板の間に液晶層が設けられている。 さらに、液晶パネルはピクセルの２次元配列を備え、このピクセルは例えば電極で駆動される。 バイアスレベル生成器１１は、バイアスレベル生成器１１の端子の現在の１つの電圧Ｖ＿Ｉｃｄから、液晶表示装置９を多重化駆動するための行および列の駆動電圧を生成する。 液晶表示装置の多重化駆動は、引用米国特許第５，５８７，６８３から本質的に公知である。 【００１９】 ＩＴＯ配線が存在するために、Ｖ＿Ｉｃｄ調整ループ内に追加の時定数が加わる。 その理由は、実際の電圧Ｖ＿Ｉｃｄ入力は、上記の時定数を介したＶ＿Ｉｃ
ｄ出力から得られるからである。 この時定数は、ＬＣＤキャパシタンス３１と配線の寄生ＩＴＯ抵抗２９、３３を含む。 これは、液晶表示装置９のコントラストを低減する可能性がある。 【００２０】 さらに、表示シーケンサ７は、周期または行期間および動作期間またはフレーム期間を制御する。 このフレーム期間は多数の行期間で構成され、液晶表示表示装置の負荷は連続する行期間で変化する。 動作中に、表示シーケンサ７は列データと行信号をチップオンガラスの行および列多重化回路１３に送る。 表示シーケンサ７からの行信号は、Ｆ＿ｒｏｗ ＝ Ｆ＿ｆｒａｍｅ × ｎ＿ｒｏｗで与えられる周波数で変化する。 ここで、 Ｆ＿ｒｏｗは、液晶表示装置９の連続した行がアドレス指定される行周波数を表す。 【００２１】 Ｆ＿ｆｒａｍｅは、行情報が更新される動作周波数またはフレーム周波数を表し、さらに、 ｎ＿ｒｏｗは液晶表示の行の数を表す。 【００２２】 例えば、携帯電話の表示装置では、フレーム周波数Ｆｆｒａｍｅは８０Ｈｚである。 ラインの数ｎｒｏｗは８５であり、行周波数Ｆｒｏｗは６．８ｋＨｚである。 【００２３】 液晶表示装置の電流の大部分が各行信号の初めにバイアスレベル生成器１１で吸い込まれるので、電荷ポンプ３が各行信号の初めに始動する時に、効率のよい調整が得られる。 したがって、表示シーケンサ７が新しい行信号を生成する時に、制御論理回路手段１９は、動作期間Ｔ＿ｒｕｎ中、各行信号の初めに制御信号を生成する。 このために、制御論理回路１９は、取り出された状態情報に基づいたフィードフォワード信号と帰還信号の組合せから制御信号を生成するように構成されている。 フィードフォワード信号は第１の間隔Ｔ＿ｒｕｎｆｆ中に生成される。 帰還信号は第２の間隔Ｔ＿ｒｕｎｆｂ中に生成される。 第１の間隔Ｔ＿ｒ
ｕｎｆｆの長さは、ポンプ係数で示され、バイアスレベル生成器１１の負荷および各行期間の初めの出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄに依存する。 【００２４】 フィードフォワード信号が加えられない時は、液晶表示装置の配線の有限なＩ
ＴＯ抵抗のために時定数τ＿Ｉｃｄの後で出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄが下がる。 比較器２１は、抵抗電圧分割器２５、２７の伝達特性のために遅延τＶ＿Ｉｃｄｍｏｎ
で、端子５４の電圧Ｖ＿Ｉｃｄｍｏｎのこの電圧降下を感知する。 抵抗電圧分割器の抵抗器は一般にメガオームの範囲にあるので、帰還調整は余り速くない。 したがって、調整が遅れ、電荷ポンプ３は上記の時定数の後でやっと始動して出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄを補償する。 第１の間隔Ｔ＿ｒｕｎｆｆの間フィードフォワード信号を生成することで、行信号の開始丁度にまたは僅か前に電荷ポンプ３は動作を始め、したがって、帰還信号が比較器２１で生成される前に出力電圧Ｖ＿Ｉｃ
ｄを調整する。 【００２５】 フィードフォワード信号、間隔Ｔ＿ｒｕｎｆｆの長さ、またはフィードフォワード信号と帰還信号との合計の長さ、間隔Ｔ＿ｒｕｎの長さ、またはある特定の行期間での負荷のポンプ係数のいずれかの状態情報を格納し取り出すために、変換器制御手段５は、記憶装置、例えば、各行期間中の負荷ピークの前に電荷ポンプ３が動作を始める瞬間の情報を格納するためのＲＡＭ記憶装置を含む。 【００２６】 図２は、制御信号を生成する変換器制御手段５の制御論理回路１９の第１の例を示す。 制御論理回路１９は、第１の正エッジトリガ回路１０１、加算型カウンタ１０３、ディジタル比較器１０５、セットリセットフリップフロップ１０７および論理和ゲート１０９を備える。 第１のトリガ回路１０１の出力はカウンタ１
０３のリセット入力に結合され、カウンタ１０３のクロック入力４７は電荷ポンプ３のクロック生成器１７の出力に結合されている。 カウンタ１０３の出力はディジタル比較器１０５の第１の入力に結合され、ディジタル比較器１０５の第２
の入力は、ディジタル比較器１０５内にポンプ係数を格納するために端子６０を介して表示シーケンサ７に結合されている。 セットリセットフリップフロップ１
０７のセット入力は第１のトリガ回路１０１の出力に結合され、セットリセットフリップフロップ１０７のリセット入力はディジタル比較器１０５の出力に結合されている。 さらに、論理和ゲート１０９の第１の入力はセットリセットフリップフロップ１０７の出力に結合され、論理和ゲート１０９の第２の入力は帰還信号を受け取るための帰還端子４５に結合されている。 論理和ゲート１０９の出力は、電荷ポンプ３のクロック回路１７の制御端子４４に結合されている。 【００２７】 動作中に、表示シーケンサ７は各行の初めに行信号を生成し、このトリガ回路１０１はポンプ係数を取り出し、このポンプ係数はディジタル比較器１０５の第２の入力に格納される。 次に、第１のトリガ回路１０１はカウンタ１０３をリセットするための第１のパルスを生成する。 さらに、行パルスはセットリセットフリップフロップ１０７をセットし、その結果、フィードフォワード信号がセットリセットフリップフロップ１０７の出力に生成される。 第１の入力でフィードフォワード信号を受け取ると、論理和ゲート１０９は制御信号を生成し、この制御信号は電荷ポンプ３のクロック回路１７に送られる。 【００２８】 ディジタル比較器１０５の第１の入力の値が、ディジタル比較器１０５の第２
の入力に存在するポンプ係数に等しくなった時に、ディジタル比較器１０５はリセット信号を生成し、このリセット信号をセットリセットフリップフロップ１０
７のリセット入力に送る。 そのとき、セットリセットフリップフロップ１０７の出力はセットされる。 論理和ゲート１０９の第１の入力はゼロになる。 この瞬間に、比較器２１からの帰還信号が論理和ゲート１０９の第２の入力に存在する場合、論理和ゲート１０９は、出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄの通常の帰還調整を保証するように制御信号を生成する。 出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄが所望のレベルにある時、動作期間Ｔ＿ｒｕｎ後に制御信号はリセットされる。 出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄの安定した調整を得るために、間隔Ｔ＿ｒｕｎｆｆの終了は間隔Ｔ＿ｒｕｎｆｂの終了前に起こらなければならない。 【００２９】 図３は、本発明にかかる切換えモード電源の調整手段の調整特性を示す。 図３
の行は、上の行から下の行に向かって、行信号、負荷電流Ｉ＿ＶＩｃｄｉｎ、出力電圧Ｖ＿Ｉｃｄ、フィードフォワード信号ＱＰ＿ｒｕｎｆｆ、帰還信号ＱＰ＿
ｒｕｎｆｂ、および制御端子５４の電圧Ｖ＿Ｉｃｄｍｏｎをそれぞれ示す。 行パルス４８は、セットリセットフリップフロップ１０７の出力からフィードフォワード信号の生成を引き起こし、論理和ゲート１０９は制御信号を生成する。 フィードフォワード信号ＱＰ＿ｒｕｎｆｆは、行期間の負荷に依存して第１の所定期間Ｔ＿ｒｕｎ中に生成される。 間隔τ＿ＬＣＤ後に、比較器２１の第２の端子５
４の電圧Ｖ＿Ｉｃｄｍｏｎは基準電圧Ｖ＿ｒｅｆよりも小さくなり、比較器２１
は帰還信号を生成する。 帰還信号ＱＰ＿ｒｕｎｆｂは、第２の期間Ｔ＿ｒｕｎｆ
ｂ中に生成される。 次に、制御信号は、第１の所定期間Ｔ＿ｒｕｎｆｆと第２の期間Ｔ＿ｒｕｎｆｂの合計である動作期間Ｔ＿ｒｕｎ中に生成される。 【００３０】 ２つのポンプ係数を使用することが好ましい。 第１のポンプ係数は液晶表示装置の第１の行のためのものであり、この第１の行の時に、フレーム反転が起こり、他の行の負荷に比べて大きな負荷が起こる。 さらに、第２のポンプ係数はその他の行パルスのためのものである。 そのとき、第１のポンプ係数は第２のポンプ係数よりも大きくなる。 実際には、このポンプ係数を推定することは容易ではなく、したがって、このポンプ係数はソフトウェアでプログラム可能でなければならない。 さらに、これらのポンプ係数は表示の情報内容にも依存する。 これらのポンプ係数の推定値を改良するために、本発明にかかる電荷ポンプ３の変換器制御手段５は、制御信号の動作期間Ｔｒｕｎからポンプ係数を収集するための収集手段を備える。 【００３１】 図４は、ポンプ係数を収集するための電荷ポンプ３の制御論理回路１９０の第２の例を示す。 図２に示す変換器制御手段３の制御論理回路１９と同様に、制御論理回路１９０は、正エッジトリガ回路１０１、論理加算型カウンタ１０３、ディジタル比較器１０５、セットリセットフリップフロップ１０７および論理和ゲート１０９を備える。 さらに、制御論理回路１９０は、循環型記憶手段１１１、
第２のトリガ回路１１５およびディジタル選択回路１１３を備える。 循環型記憶装置１１１の入力は、２進シフタ１１７を介してカウンタ１０３の出力に結合されている。 さらに、循環型記憶装置１１１の出力はディジタル選択回路１１３の第１の入力に結合されている。 選択信号５９がアクティブな状態になる時に、新しいポンプ係数が、表示シーケンサ７によって、ディジタル選択回路１１３の第２の入力に与えられる。 【００３２】 動作中に、循環型記憶装置１１１は、連続する行パルスごとに、計算された記憶位置から対応する行のポンプ係数を取り出すための実際の読み出しアドレスを計算し、選択回路１１３を介してディジタル比較器１０５の第２の入力にポンプ係数を格納する。 さらに、液晶表示のフレーム期間中の行の数に等しい数の行パルスの後に、同じ読み出しアドレスが計算される。 また、行の実際の負荷に対応する新しい推定されたポンプ係数が、各行期間の終りに循環型記憶装置１１１に格納される。 これを行うことができるのは、加算型カウンタ１０３が間隔Ｔ＿ｒ
ｕｎの間動作しており、したがって行期間の終了後に使用されたポンピング周期の数を保持しているからである。 したがって、行期間の終りに、カウンタ１０３
の実際の値（シフタ１７７の割り算の後）は、負エッジ検出器１１５で生成される信号によって循環型記憶装置１１１に格納される。 循環型記憶装置１１１の同じアドレスが矢張り選ばれるので、これによって、前のポンプ係数に新しく得られたポンプ係数が上書きされる。 それから、次のフレームで、このポンプ係数がフィードフォワードポンプ係数として使用される。 【００３３】 収束する調整を得るために、新しいポンプ係数は、制御信号の動作期間Ｔ＿ｒ
ｕｎよりも小さくなければならない。 したがって、２進シフタ１１７はカウンタ１０３の計数値を２で割り、これを循環型記憶装置１１１の入力に送る。 また、
２の累乗以外での割り算、例えば１／４または１／８、を２進シフタで行うことができる。 【００３４】 例えば新しい情報を表示しなければならないために、ある特定の行の負荷が変化すると予期される時に、表示シーケンサ７は、ディジタル選択手段１１３を介してディジタル比較器１０５の第１の入力に新しい係数信号を送ることで、新しいポンプ係数の収集を強化することができる。 新しい係数信号６０の値は、図２
の実施形態のように、ソフトウェアでプログラム可能であることが好ましい。 この代わりに、ゼロの係数値を使用することができる。 このことは、入力信号６０
を省略することができ、これはディジタル選択回路１１３の第２の入力を接地に設定することを意味している。 【００３５】 さらに、同期調整方式を得るために、表示シーケンサ７、制御回路１９および電荷ポンプ制御論理１５は、同じクロックに接続しなければならない。 【００３６】 上述した実施形態は本発明を限定するものではなく例証するものであり、当業者は特許請求の範囲から逸脱することなく多くの代替え解決策を設計することができるであろうことに留意されたい。 【００３７】 さらに、切換えモード電源は、動作期間の連続した周期の間に周期的に変化する負荷を示す様々な他の電子装置、例えばポケットベルおよびシステム電子手帳などに応用することができる。 【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明にかかる電源および表示システムの第１の実施の形態を示す。 【図２】 本発明にかかる電源の制御手段の第１の例を示す。 【図３】 制御手段の調整特性を示す。 【図４】 本発明にかかる電源の制御手段の第２の例を示す。 【符号の説明】 １ 切替えモード電源３ 電荷ポンプ９ 液晶表示装置１７ クロック回路１９，１９０ 制御論理回路１０３ カウンタ１０７ セットリセットフリップフロップ１１１ 循環型記憶装置

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl. ⁷識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 3/07 Ｈ０２Ｍ 3/07 (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＪＰ，Ｋ Ｒ Ｆターム(参考） 2H093 NC01 ND60 NE10 5C006 AF13 AF45 AF64 AF78 BC20 BF01 BF14 BF22 BF26 BF28 BF42 BF46 FA25 FA37 5C080 AA10 BB05 DD05 DD06 GG12 JJ02 JJ04 5H730 AS00 BB02 BB57 BB86 FD01 FF06 FG01 FG25