典型的开关电源装置由与交流电源连接的整流平滑电路和与该整 流平滑电路连接的DC-DC变换电路构成。然而，典型的整流平滑电路 由整流电路和与其连接的平滑用电容器构成。该整流平滑电路具有电 路结构简单的特长，但是，由于平滑用电容器的充电电流仅在正弦波 交流电压的峰值区域流过，所以，存在功率差并且交流输入电流波形 差的缺点。
为了解决上述缺点，已知的电路是在整流电路与平滑用电容器之 间连接电感线圈，并且将可以通过上述电感线圈进行控制的开关连接 在整流电路的一对输出端子之间，而将平滑用电容器通过整流二极管 与开关并联连接。具有该电感线圈和开关的电路通常称为升压型的功 率改善电路。在该升压型功率改善电路中，以比交流电压高得多的重 复频率控制开关的通/断。这样，流过电感线圈的电流的峰值就与交流 电压的瞬时值成正比，交流输入电压的波形近似为正弦波，从而功率 得到了改善。另外，可以使平滑用电容器的电压高于交流电压的最大 值。
但是，在瞬时值先有的开关电源装置中，在升压型功率改善电路 的开关和与其连接的DC-DC变换电路的开关中，都要发生开关损失， 从而效率降低。
另外，以不同的开关频率即通/断重复频率控制升压型功率改善电 路的开关和DC-DC变换电路的开关时，有时由于两者的频率干涉而发 生噪音，或者开关的控制不稳定。
在特开平8-154379号公报中，已公开了别的形式的开关电源装 置。在该公开的开关电源装置中，利用DC-DC变换电路的开关控制平 滑用电容器的直流电压时，同时就控制了功率改善用电感线圈的电流 的通/断。因此，利用1个开关就可以获得功率改善和DC-DC变换电 路这样的2个效果，从而电路结构变得简单。但是，难于充分满足功 率改善和DC-DC变换这两方面的要求。

因此，本发明的目的旨在提供可以良好地进行功率改善并且可以 用简单的电路降低功率改善电路的开关和DC-DC变换电路的开关这两 方面的开关损失的开关电源装置。
下面，参照表示实施例的附图的符号说明解决上述问题而达到上 述目的的本发明。但是，在各权利要求和其后的本发明的说明中所使 用的符号是为了帮助理解本发明，不是限定本发明。
本发明的开关电源装置是用于将从交流电源供给的正弦波交流电 压变换为直流电压的装置，其特征在于：包括用于供给交流电压的第1 和第2交流输入端子(1、2)、与上述第1和第2交流输入端子(1、 2)连接的并且具有第1和第2整流输出导体的整流电路(4)、具有 与上述整流电路的上述第1整流输出导体连接的一端的主电感线圈 (L1)、具有与上述主电感线圈(L1)的另一端连接的第1主端子和 与上述整流电路的上述第2整流输出导体连接的第2主端子以及控制 端子的第1主开关(Q1)、由与第1主开关(Q1)并联连接的电容器 或寄生电容构成的第1软开关用电容单元(Cq1)、通过整流二极管(D1) 与所述第1主开关(Q1)并联连接的平滑用电容器(C1)、具有主绕 组(N1)的变压器、具有通过上述主绕组(N1)与上述平滑用电容器 (C1)的上述一端连接的第1主端子和与上述平滑用电容器(C1)的 上述另一端连接的第2主端子以及控制端子的第2主开关(Q2)、由 与上述第2主开关(Q2)并联连接的电容器或寄生电容构成的第2软 开关用电容单元(Cq2)、为了得到直流电压而与上述变压器连接的整 流平滑电路(6或6a)、具有与上述主电感线圈(L1)的一端或另一 端连接的一端并且与上述主电感线圈(L1)电磁耦合的第1辅助电感 线圈(La)、具有与上述第1辅助电感线圈(La)的另一端连接的第1 主端子和与上述整流电路(4)的上述第2整流输出导体连接的第2主 端子以及控制端子的辅助开关(Q3)、与上述第1辅助电感线圈(La) 串联连接的第1阻止反向电流用二极管(Da)、具有与上述平滑用电 容器(C1)的上述一端和上述第2主开关(Q2)的上述第1主端子之 间的任意的位置(P2或P3或P4)连接的一端和与上述辅助开关(Q3) 的上述第1主端子连接的另一端并且与上述主绕组(N1)电磁耦合的 第2辅助电感线圈(Lb)、与上述第2辅助电感线圈(Lb)串联连接 的第2阻止反向电流用二极管(Db)和控制电路(8或8a或8 b)，上 述控制电路(8或8a或8b)具有分别与上述第1和第2主开关(Q1、 Q2)的上述控制端子和上述辅助开关(Q3)的上述控制端子连接而形 成用于以比上述第1和第2交流输入端子(1、2)间的交流电压的频 率高的重复频率控制上述第1主开关(Q1)的通/断的第1控制信号 (Vg1)并将该第1控制信号(Vg1)供给上述第1主开关(Q1)的第1 功能、为了将上述平滑用电容器(C1)的直流电压断续地加到上述主 绕组(N1)上而形成用于控制上述第2主开关(Q2)的通/断的第2控 制信号(Vg2)并将该第2控制信号(Vg2)供给上述第2主开关(Q2) 的第2功能和为了在上述第1主开关(Q1)导通时和上述第2主开关 (Q2)导通时可以使上述第1和第2开关(Q1、Q2)进行软性开关而 形成使上述辅助开关(Q3)具有的指定的导通期间和指定的频率重复 地进行通/断控制的第3控制信号(Vg3)并将该第3控制信号(Vg3) 供给上述辅助开关(Q3)的第3功能。
如方案2所示，最好上述第1主开关(Q1)的通/断重复频率与上 述第2主开关(Q2)的通/断重复频率相同。
另外，如方案3所示，最好上述第1主开关(Q1)的导通控制时 刻与上述第2主开关(Q2)的导通控制时刻相同。
另外，如方案4所示，上述控制电路由检测上述整流电路(4)的 输入电压或输出电压的第1电压检测单元(23)、检测上述平滑用电 容器(C1)的电压的第2电压检测单元(24)、检测上述整流平滑电 路(6或6a)的输出电压的第3电压检测单元(25)、检测上述整流 电路(4)的输入电流或输出电流的电流检测单元(9)、以比上述交 流电压的频率高的重复频率发生由锯齿波电压或三角波电压构成的周 期性电压波形的波形发生器(29)、与上述第1电压检测单元(23)、 第2电压检测单元(24)、上述电流检测单元(9)和上述波形发生器 (29)连接的为了使上述平滑用电容器(C1)的电压成为所希望值并 且上述整流电路(4)的输入电流的波形与正弦波近似而决定上述第1 主开关(Q1)的导通期间的幅度的第1导通幅度决定单元(26、26a、 27、28、30)、与上述第3电压检测单元(25)的输出和上述波形发 生器(29)连接的为了使上述整流平滑电路(6或6a)的输出电压成 为所希望的值而决定上述第2主开关(Q2)的导通期间的幅度的第2 导通幅度决定单元(31、32、33)、与上述波形发生器(29)连接的 与上述周期性电压波形同步地决定上述辅助开关(Q3)的导通期间的 定时单元(37)、为了限制上述第1和第2主开关(Q1、Q2)的导通 幅度而形成在从上述辅助开关(Q3)的导通开始时刻到经过指定时间 的时刻的期间成为第1电压电平而在该期间以外成为第2电压电平的 导通幅度限制信号(V34)的形成单元(34)、与上述第1导通幅度决 定单元(30)和上述导通幅度限制信号(V34)的形成单元(34)连接 的使由上述第1导通幅度决定单元(30)决定的导通期间短上述导通 幅度限制信号(V34)的上述第1电压电平的期间的第1逻辑电路(35) 和与上述第2导通幅度决定单元(33)和上述导通幅度限制信号(V34) 的形成单元(34)连接的使由上述第2导通幅度决定单元(33)决定 的导通期间短上述导通幅度限制信号(V34)的上述第1电压电平的区 间的第2逻辑电路(36)构成。
另外，如方案5所示，形成上述导通幅度限制信号(V34)的单元 最好是与上述周期性电压波形(Vt)同步地在上述指定时间输出上述 第1电压电平的定时单元(34)。
另外，如方案6所示，为了限制第1和第2主开关(Q1、Q2)的 导通幅度可以形成独立的第1和第2导通幅度限制信号(V34a、V34b)。
另外，如方案7所示，形成上述第1导通限制信号的单元最好是 与上述波形发生器(29)连接的与上述周期性电压波形(Vt)同步地 在第1指定时间输出成为第1电压电平的信号的第1定时器(34a)， 形成上述第2导通幅度限制信号的单元最好是与上述波形发生器(29) 连接的与上述周期性电压波形(Vt)同步地在第2指定时间输出成为 第1电压电平的信号的第2定时器(34b)。
另外，如方案8所示，上述控制电路由检测上述整流电路(4)的 输入电压或输出电压的第1电压检测单元(23)、检测上述平滑用电 容器(C1)的电压的第2电压检测单元(24)、检测上述整流平滑电 路(6或6a)的输出电压的第3电压检测单元(25)、检测上述整流 电路(4)的输入电流或输出电流的电流检测单元(9)、以比上述交 流电压的频率高的重复频率发生由锯齿波电压或三角波电压构成的周 期性电压波形的波形发生器(29)、与上述第1电压检测单元(23)、 第2电压检测单元(24)、上述电流检测单元(9)和上述波形发生器 (29)连接的为了使上述平滑用电容器(C1)的电压成为所希望值并 且上述整流电路(4)的输入电流的波形与正弦波近似而决定上述第1 主开关(Q1)的导通期间的幅度的第1导通幅度决定单元(26、26a、 27、28、30)、与上述第3电压检测单元(25)的输出和上述波形发 生器(29)连接的为了使上述整流平滑电路(6或6a)的输出电压成 为所希望的值而决定上述第2主开关(Q2)的导通期间的幅度的第2 导通幅度决定单元(31、32、33)、与上述波形发生器(29)连接的 与上述周期性电压波形同步地决定上述辅助开关(Q3)的导通期间的 定时单元(37)、检测上述第1主开关(Q1)的上述第1和第2主端 子间的电压(Vq1)的第1开关电压检测单元(38)、检测上述第2主 开关(Q2)的上述第1和第2主端子间的电压(Vq2)的第2开关电压 检测单元(39)、发生具有相同或不同值的第1和第2基准电压(Va、 Vb)的基准电压源单元(54、58)、检测从上述第1主开关电压检测 单元(38)得到的第1开关电压(Vq1)是否比上述第1基准电压(Va) 低的第1比较器(53)、检测从上述第2主开关电压检测单元(39) 得到的第2开关电压(Vq2)是否比上述第2基准电压(Vb)低的第2 比较器(57)、形成在从上述辅助开关(Q3)的导通开始时刻(t0) 到从上述第1比较器(53)得到表示上述第1开关电压(Vq1)比上述 第1基准电压(Va)低的输出的时刻(t2)的第1期间成为第1电压 电平而在上述第1期间以外成为第2电压电平的第1导通限制信号 (V51)的单元(56)、形成在从上述辅助开关(Q3)的导通开始时刻 (t0)到从上述第2比较器(57)得到表示上述第2开关电压(Vq2) 比上述第2基准电压(Vb)低的输出的时刻(t1)的第2期间成为第1 电压电平而在上述第2期间以外成为第2电压电平的第2导通限制信 号(V52)的单元(60)、与上述第1导通幅度决定单元和上述第1导 通幅度限制信号的形成单元(56)连接的使由上述第1导通幅度决定 单元(30)决定的导通期间短上述第1导通幅度限制信号(V51)的上 述第1电压电平的期间的第1逻辑电路(35)和与上述第2导通幅度 决定单元和上述第2导通幅度限制信号的形成单元(60)连接的使由 上述第2导通幅度决定单元(33)决定的导通期间短上述第2导通幅 度限制信号(V52)的上述第1电压电平的期间的第2逻辑电路(36) 构成。
另外，如方案9所示，上述变压器具有次级绕组(N2)，上述整 流平滑电路(6或6a)最好与上述次级绕组(N2)连接。
另外，如方案10所示，上述整流平滑电路(6)由与上述次级绕 组(N2)的一端连接的整流用二极管(Do)和通过上述整流用二极管 (Do)与上述次级绕组(N2)并联连接的平滑用电容器(Co)构成， 上述整流用二极管(Do)具有在上述第2主开关(Q2)的截止期间通 过在上述次级绕组(N2)中发生的电压成为导通状态的极性。
另外，如方案11所示，上述整流平滑电路(6a)由与上述次级绕 组(N2)的一端连接的整流用二极管(Do)和通过整流用二极管(Do) 与上述次级绕组(N2)连接的平滑电路(Lo、Co、Do1)构成，上述整 流用二极管(Do)具有在上述第2主开关(Q2)的等同期间通过在上 述次级绕组(N2)中发生的电压成为导通状态的极性。
按照各方案的发明，可以得到以下的效果。
(1)由于设置了由第1软开关用电容单元(Cq1)和第1辅助电 感线圈(La)构成的第1谐振电路，所以，第1主开关(Q1)可以进 行软性开关，从而可以降低第1主开关(Q1)的功耗和噪音。另外， 可以在功耗小的状态下获得功率改善。
(2)由于设置了由第2软开关用电容单元(Cq2)和第1辅助电 感线圈(Lb)构成的第2谐振电路，所以，第2主开关(Q2)可以进 行软性开关，从而可以降低第2主开关(Q2)的功耗和噪音。另外， 可以在功耗小的状态下实现DC-DC变换。
(3)由于使用共同的辅助开关(Q3)形成由第1软开关用电容单 元(Cq1)和第1辅助电感线圈(La)构成的第1谐振电路和第2软开 关用电容单元(Cq2)和第1辅助电感线圈(Lb)构成的第2谐振电路， 所以，可以实现电路结构简化。
(4)第1辅助电感线圈(La)与主电感线圈(L1)电磁耦合，所 以，辅助开关(Q3)成为导通状态，将电压加到第1辅助电感线圈(La) 上时，可以抑制通过主电感线圈(L1)而流入平滑用电容器(C1)的 电流，流入该平滑用电容器(C1)的电流比较快的成为零，从而可以 使第1软开关用电容单元(Cq1)比较快地开始放电。
(5)第2辅助电感线圈(Lb)与变压器(5)的主绕组(N1)电 磁耦合，所以，辅助开关(Q 3)成为导通状态，将电压加到第2辅助 电感线圈(Lb)上时，从主绕组(N1)向整流平滑电路(6或6a)的 能量的释放比较快地结束，从而第2软开关用电容单元(Cq2)可以比 较快地开始放电。
(6)第1辅助电感线圈(La)与主电感线圈(L1)电磁耦合，两 者一体地构成。因此，可以实现第1辅助电感线圈(La)和主电感线 圈(L1)的小型化。
(7)第2辅助电感线圈(Lb)与主绕组(N1)电磁耦合，两者一 体地构成。因此，可以实现具有第2辅助电感线圈(Lb)和主绕组(N1) 的变压器的小型化。
按照方案2的发明，第1和第2主开关(Q1、Q2)的通/断重复频 率即开关频率相同，所以，可以简单地构成用于形成第1和第2主开 关(Q1、Q2)的第1和第2控制信号的控制电路。另外，可以实现第1 和第2主开关(Q1、Q2)的控制的稳定化。即，如果第1和第2主开 关(Q1、Q2)的开关频率不同，在形成控制信号时，由于它们的相互 干涉，难于稳定地形成控制信号，此外，还有可能发生噪音。与此相 反，如果如方案2的发明那样使第1和第2主开关(Q1、Q2)的开关 频率相同，就不会发生上述相互干涉的问题和噪音的问题。
另外，按照方案3的发明，控制第1和第2主开关(Q1、Q2)同 时等同，所以，第1和第2主开关(Q1、Q2)的控制电路的结构简单。
另外，按照方案4的发明，可以良好地实现功率改善、平滑用电 容器(C1)的电压控制和输出电压(Vo)的控制。
另外，按照方案5和6的发明，可以简单地构成由于使第1和第2 主开关(Q1、Q2)进行软性开关的控制电路。
按照方案7的发明，利用相互不同的第1和第2等同幅度限制信 号(V34a、V34b)决定第1和第2主开关(Q1、Q2)的等同开始时刻， 所以，可以分别设定第1和第2主开关(Q1、Q2)的等同开始时刻。 结果，第1和第2主开关(Q1、Q2)的等同开始时刻的设定的自由度 高。
按照方案8的发明，通过实际检测第1和第2主开关的第1和第2 主端子间电压(Vq1、Vq2)的降低来决定它们的等同时刻，所以，可 以可靠地实现它们的软性开关。
另外，按照方案9、10、11的发明，可以很容易地得到直流输出 电压。
附图的简单说明
图1是表示本发明实施例1的开关电源装置的电路图。
图2是详细表示图1的控制电路的框图。
图3是表示图2的各部分的电压的波形图。
图4是概略地表示用于说明功率改善和波形改善的图1的各部分 的电压和电流的波形图。
图5是概略地表示用于说明软开关的图1的各部分的电压和电流 的波形图。
图6是表示实施例2的开关电源装置的电路图。
图7是表示图6的各部分的电压和电流的波形图。
图8是表示实施例3的开关电源装置的电路图。
图9是表示实施例4的开关电源装置的电路图。
图10是表示实施例5的开关电源装置的电路图。
图11是表示实施例6的开关电源装置的电路图。
图12是表示实施例7的开关电源装置的电路图。
图13是表示实施例8的开关电源装置的电路图。
图14是表示实施例9的控制电路的框图。
图15是表示图14的各部分的电压的波形图。
图16是表示实施例10的开关电源装置的电路图。
图17是详细表示图16的控制电路的框图。
图18是详细表示图17的第1和第2低电压检测电路的框图。
图19是表示图18的各部分的电压的波形图。
发明的具体实施方式
下面，参照图1～图17说明本发明的实施例。
实施例1.
图1所示的实施例1的开关电源装置具有第1和第2交流输入端 子1和2、滤除噪音用滤波器3、整流电路4、主电感线圈L1、整流二 极管D1、平滑用电容器C1、变压器5、第1和第2主开关Q1和Q2、 可以称为缓冲用或ZVS(零电压开关)用或谐振用的第1和第2软开关 用电容器Cq1和Cq2、第1和第2并联二极管Dq1和Dq2、整流平滑电 路6、软开关辅助电路7、控制电路8和电流检测电路9。
第1和第2交流输入端子1、2与用于供给例如50Hz的正弦波交 流电压Vac的商用交流电源(图中未示出)连接。连接在第1和第2 交流输入端子1、2与整流电路4之间的滤除噪音用滤波器3由多个电 感线圈和多个电容器组成的众所周知的电路构成，滤除高频电流成 分。
整流电路4由桥式连接的4个二极管D11、D12、D13、D14构成， 具有第1、第2交流输入导体41及42和第1、第2整流输出导体43 及44。第1、第2交流输入导体41及42通过滤波器3与第1、第2 交流输入端子1、2连接。该整流电路4把将图4(D)所示的交流电压 Vac进行全波整流后的电压V4向第1和第2整流输出端子43、44间 传输。
主电感线圈L1是为了功率改善和升压而设置的，该主电感线圈L1 的一端与第1整流输出导体43连接。主电感线圈L1卷绕在磁性体磁 心10上，并且辅助电路7的第1辅助电感线圈La也卷绕在磁心10上。 主电感线圈L1和第1辅助电感线圈La分别具有漏电感。
第1主开关Q1由绝缘栅极型场效应晶体管构成，为了将电压断续 地加到主电感线圈L1上，连接在主电感线圈L1的另一端与第2整流 输出导体44之间。第1并联二极管Dq1与该第1主开关Q1反向并联 连接。该第1并联二极管Dq1也可以是第1主开关Q1的内置二极管或 体二极管。
第1软开关用电容器Cq1起第1软开关用电容电源的功能，与第1 主开关Q1并联连接。可以将第1软开关用电容器Cq1采用第1主开关 Q1的漏极源极间的寄生电容。
平滑用电容器C1由电解电容构成，通过整流二极管D1与第1主 开关Q1并联连接。整流二极管D1在第1主开关Q1导通的期间保持为 非导通，在第1主开关Q1截止的期间的一部分或全部时间内成为导通 状态。平滑用电容器C1起其后级的DC-DC变换电路的直流电源的功 能。
变压器5具有磁性体磁心11、作为主绕组的初级绕组N1、作为输 出绕组的次级绕组N2和第2辅助电感线圈Lb。初级绕组N1、次级绕 组N2和第2辅助电感线圈Lb卷绕在磁心11上，相互电磁耦合。初级 绕组N1、次级绕组N2和第2辅助电感线圈Lb的极性设定为用黑圆点 表示。初级绕组N1和次级绕组N2具有相反的极性。初级绕组N1的一 端与平滑用电容器C1的一端连接，初级绕组N1的另一端通过第2主 开关Q2与平滑用电容器C1的另一端连接。即，初级绕组N1和第2主 开关Q2的串联电路与平滑用电容器C1并联连接。
第2主开关Q2由绝缘栅极型场效应晶体管构成，漏极与初级绕组 N1连接，源极与平滑用电容器C1的另一端连接。第2并联二极管Dq2 与第2主开关Q2反向并联连接。可以将该第2并联二极管Dq2采用第 2主开关Q2的内置二极管或体二极管。
第2软开关用电容器Cq2起第2软开关用电容电源的功能，与第2 主开关Q2并联连接。第1和第2软开关用电容器Cq1、Cq2的电容值 远远小于平滑用电容器C1。可以将第2软开关用电容器Cq2采用第2 主开关Q2的漏极源极间寄生电容。与变压器5的次级绕组N2连接的 整流平滑电路6由整流二极管Do和平滑用电容器Co构成。电容器Co 通过二极管Do与次级绕组N2并联连接。二极管Do具有在第2主开关 Q2导通时截止、在第2主开关Q2截止时导通的方向性。可以在与输出 平滑用电容器Co连接的一对输出端子12、13间得到直流输出电压Vo， 并供给负载14。
软开关辅助电路7也可以称为谐振辅助电路，由辅助开关Q3、第 1辅助电感线圈La、第1和第2辅助二极管Da及Db和第2辅助电感 线圈Lb构成。
第1辅助电感线圈La与主电感线圈L1卷绕在同一磁心10上，与 主电感线圈L1电磁耦合。第1辅助电感线圈La的一端与主电感线圈 L1的另一端即输出端连接。第1辅助电感线圈La的另一端通过第1 阻止反向电流用二极管Da与辅助开关Q3连接。在利用第1辅助电感 线圈La不能得到第1主开关Q1的软性开关所要求的电感值时，可以 如虚线所示的那样将第1附加电感线圈L11与第1辅助电感线圈La串 联连接。
第2辅助电感线圈Lb卷绕在变压器5的磁心11上具有漏感，与 初级绕组N1和次级绕组N2电磁耦合。即，第2辅助电感线圈Lb是作 为变压器5的3极绕组而设置的。在图1的实施例中，第2辅助电感 线圈Lb的一端与初级绕组N1的另一端和第2主开关Q2的漏极间的点 P2连接。第2辅助电感线圈Lb的另一端通过第2阻止反向电流用二极 管Db与辅助开关Q3连接。在利用第2辅助电感线圈Lb不能得到第2 主开关Q2的软性恳所要求的电感值时，可以将用虚线所示的第2附加 电感线圈L12与第2辅助电感线圈Lb串联连接。
辅助开关Q3由绝缘栅极型场效应晶体管构成，是为了进行第1和 第2主开关Q1、Q2的软性开关而设置的。因此，辅助开关Q3通过第1 阻止反向电流用二极管Da和第1辅助电感线圈La与第1软开关用电 容器Cq1并联连接，并且，通过第2阻止反向电流用二极管Db和第2 辅助电感线圈Lb与第2软开关用电容器Cq2并联连接。
开关控制电路8具有控制第1主开关Q1的通/断的第1功能、控 制第2主开关Q2的通/断的第2功能和控制辅助开关Q3的通/断的第3 功能。为了检测直流输出电压Vo，一对直流输出端子12及13通过导 体15及16与控制电路8连接。控制电路8通过导体17及18与第1 和第2主开关Q1及Q2的控制端子即栅极连接，并且通过导体19与辅 助开关Q3的控制端子即栅极连接。控制电路8也与各开关Q1、Q2、Q3 的源极连接。为了进行功率改善的控制，电流检测器9通过导体20与 控制电路8连接，并且第1整流输出导体43通过电压检测用导体21 与控制电路8连接。为了将平滑用电容器C1的电压Vc1控制为一定 值，平滑用电容器C1的一端通过导体22与控制电路8连接。
控制电路8将第1控制信号Vg1供给第1主开关Q1，将第2控制 信号Vg2供给第2主开关Q2，将第3控制信号Vg3供给辅助开关Q3。
图1的控制电路8如图2所示的那样，大致由第1和第2导通幅 度决定电路61及62、波形发生器29、第1定时器34、第1和第2AND 门35及36和第2定时器37构成。
用于决定第1主开关Q1的导通时间幅度的第1导通幅度决定电路 61由整流输出电压检测电路23、电容电压检测电路24、基准电压源 26a、第1减法器26、乘法器27、第2减法器28和第1比较器30构 成。第1导通幅度决定电路61决定第1主开关Q1的导通期间的幅度， 以使平滑用电容器C1的电压成为所希望的值，并且整流电路4的输入 电流的波形近似于正弦波。用于决定第2主开关Q2的导通时间幅度的 第2导通幅度决定电路62由输出电压检测电路25、基准电压源31、 第3减法器32和第2比较器33构成。第2导通幅度决定电路62决定 第2主开关Q2的导通期间的幅度，以使整流平滑电路6的输出电压成 为所希望的值。也可以把波形发生器29视为第1和第2导通幅度决定 电路61、62的一部分。
包含在第1导通幅度决定电路61中的整流输出电压检测电路23 通过导体21与第1整流输出导体43连接，用电阻R1、R2将通过对正 弦波交流电压进行全波整流而得到的整流输出电压V4进行分压，并输 出检测电压V4’。该检测电压V4’作为正弦波基准信号使用。
电容电压检测电路24通过导体22与图1的平滑用电容器C1连 接，用电阻R3、R4将电容电压Vc1分压后输出检测电压Vc1’。第1 减法器26的一边的输入端子与电容电压检测电路24的输出端子连 接，另一边的输入端子与第1基准电压源26a连接。因此，第1减法 器26输出表示电容电压检测值Vc1’与第1基准电压Vr1之差的信号。
乘法器27的一边的输入端子与整流输出电压检测电路23的输出 端子连接，另一边的湿润与第1减法器26连接。因此，乘法器27输 出具有将第1减法器26的输出与整流输出电压检测值V4’相乘之后的 值的电压V27。乘法器27的输出电压V27具有正弦波的全波整流波形。 乘法器27的输出电压V27的振幅调整为用第1减法器26的输出将平 滑用电容器C1的电压Vc1控制为一定。
第2减法器28的一边的输入端子与乘法器27的输出端子连接， 另一边的输入端子通过导体20与图1的电流检测器9连接。电流检测 器9输出与通过第1整流输出导体4 3流动的电流I4成正比的电压V9。 因此，第2减法器28输出表示乘法器输出电压V27与电流检测电压V9 之差的电压V28。
作为周期性电压波形发生器的波形发生器29由锯齿波发生器构 成，如图3(B)所示，在第1输出导体29a上发生比第1和第2交流 输入端子1、2间的交流电压的频率例如50Hz或60Hz高得多的频率例 如20kHz的锯齿波电压Vt。具有周期性的锯齿波电压V t的重复频率 与第1和第2主开关Q1、Q2以及辅助开关Q3的通/断频率一致。
另外，波形发生器29内置了用于形成锯齿波的时钟发生器(图中 未示出)，在第2输出导体29b上发生图3(A)的时钟信号Vosc。锯 齿波电压Vt与图3(A)的时钟脉冲同步地发生。
在图2中，1个波形发生器29共用于形成第1和第2主开关Q1、 Q2和辅助开关Q3的3个控制信号Vg1、Vg2、Vg3，但是，为了形成3 个控制信号Vg1、Vg2、Vg3，也可以设置2个或3个波形发生器。
另外，也可以利用锯齿波电压Vt形成触发信号，触发第1和第2 定时器34和37，取代时钟信号Vosc。
第1比较器30的越的输入端子与第2减法器28的输出端子连接， 另一边的输入端子与波形发生器29的输出端子连接。因此，第1比较 器30如图3(B)所示的那样将第2减法器28的输出电压V28与锯齿 波电压Vt进行比较，输出由图3(C)所示的波形构成的输出电压V30。 第1比较器30的输出电压V30是用于决定第1主开关Q1的导通期间 的信号。因此，第1比较器30具有第1主开关Q1的导通幅度决定功 能。
包含在第2导通幅度决定电路62中的输出电压检测电路25由与 一对导体15、16连接的电阻R5及R6构成，输出其输出电压Vo的检 测电压Vo’。第3减法器32的越的输入端子与输出电压检测电路25 的输出端子连接，另一边的输入端子与第2基准电压源31连接。因此， 第3减法器32输出表示输出检测电压Vo’与第2基准电压Vr2之差的 电压V32。
第2比较器33的越的输入端子与波形发生器29连接，另一边的 输入端子与第3减法器32的输出端子连接。因此，第2比较器33如 图3(D)所示的那样将锯齿波电压Vt与第3减法器32的输出电压V32 进行比较，输出图3(E)所示的方形波的输出电压V33。第2比较器 33的输出电压V33是用于决定第2主开关Q2的导通幅度的信号。因 此，第2比较器33具有第2主开关Q2的导通幅度决定功能。
第1定时器34形成用于限制第1和第2主开关Q1、Q2的导通期 间的信号，与波形发生器29的第2输出导体29b连接。第1定时器34 如图3(F)所示的那样发生具有与锯齿波电压Vt的发生开始时刻t0 同步地触发的t0～t1的第1时间T1的幅度的逻辑为0即第1电压电 平的脉冲。第1时间T1的结束时刻表示第1和第2主开关Q1、Q2的 导通开始时刻。
作为第1逻辑电路的第1AND门35的越的输入端子与第1比较器 30连接，另一边的输入端子与第1定时器34连接。因此，第1AND 35向导体17输出由第1比较器30的输出电压V30与第1定时器34 的输出电压V34的逻辑积输出构成的图3(G)所示的第1控制信号 Vg1。从第1AND门35得到的图3(G)的第1控制信号Vg1在t1～t3 期间为了使第1主开关Q1导通而成为逻辑的1即第2电压电平。
作为第2逻辑电路的第2AND门36的一边的输入端子与第2比较 器33连接，另一边的输入端子与第1定时器34连接。因此，第2AND 门36向导体18输出由第2比较器33的输出电压V33与第1定时器34 的输出电压V34的逻辑积输出构成的图3(H)所示的第2控制信号 Vg2。从第2AND门36得到的图3(H)的第2控制信号Vg2在t1～t4 期间为了使第2主开关Q2导通而成为逻辑的1即第2电压电平。
第2定时器3 7用于决定辅助开关Q3的导通期间，与锯齿波发生 器29的第2输出导体29b连接。第2定时器37与锯齿波电压Vt的1 周期的开始时刻t0同步地向导体19输出由图3(I)的t0～t2所示 的第2时间幅度T2的脉冲构成的第3控制信号Vg3。第2时间幅度T2 比图3(F)所示的第1时间幅度T1长。第2定时器37也可以晁第3 控制信号Vg3的形成电路。在图3中，在t0～t5中锯齿波电压Vt的1 周期结束之后，在t5～t6的下一周期中发生与t1～t5相同的动作。
由图3(G)、(H)、(I)的第1、第2和第3控制信号Vg、Vg2、 Vg3的比较可知，第3控制信号Vg3在比第1和第2主开关Q1、Q2的 导通开始时刻t1超前时间幅度T1的t0开始进行辅助开关Q3的导通 控制。结果，第1和第2主开关Q1、Q2导通时就可以成为软性开关。 第1定时器34的第1时间幅度T1设定为从辅助开关Q3的导通开始时 刻t0到第1和第2主开关Q1、Q2的电压Vq1、Vq2实际上成为零或比 各主开关Q1、Q2的截止期间的电压低的值的时刻的长度。第3控制信 号Vg3从逻辑1返回到0的时刻即辅助开关Q3的导通期间的结束时刻 t2设定为在第1和第2主开关Q1、Q2内导通期间先结束的导通结束时 刻t3之前或者最迟也设定为t3时刻。
下面，为了容易理解图1的开关电源装置的主电路部分的动作， 假定未设置辅助电路7而说明图1的主电路部分的动作。图4概略地 表示用于说明假定总是将辅助电路7的辅助开关Q3保持为截止时的功 率改善的图1的各部分的状态。
从第1主开关Q1应答图4(A)所示的第1控制信号Vg1而发生通 /断时，电压就断续地加到主电感线圈L1上。即，将图4(D)所示的 交流电压Vac进行全波整流后的波形的电压V4断续地加到具有电感的 主电感线圈L1上。在图4的t1～t2所示的第1主开关Q1的导通期间 Ton，图4(B)所示的整流输出电流I4流过第1整流输出导体43、主 电感线圈L1、第1主开关Q1和第2整流输出导体44的路径。该电流 I4由于主电感线圈L1的电感的作用随着时间的经过而增大。在第1 主开关Q1的导通期间Ton，在由主电感线圈L1和磁心10构成的电感 器上积蓄起能量。在图4的t2时刻，第1主开关Q1成为截止状态时， 在主电感线圈L1的电感上积蓄的能量就开始释放，从而整流输出电压 V4与主电感线圈L1的电压之和就高于平滑用电容器C1的电压Vc1， 所以，二极管D1导通，电流流过第1整流输出导体43、主电感线圈 L1、二极管D1、平滑用电容器C1和第2整流输出导体44的路径，从 而向平滑用电容器C1充电。第1主开关Q1的截止期间Toff的电流I4 随着时间的经过而减小。在图4中，电流I4一直流动到下一导通期间 Ton的开始时刻t4为止。但是，也可以将主电感线圈L1的电感值设定 为使电流I4在t4之前的t3时刻成为零。在第1主开关Q1的导通期 间Ton中的整流输出电流I4的峰值与整流输出电压V4的瞬时值成正 比。因此，流过交流输入端子1的交流输入电流Iac如图4(C)所示 的那样与图4(D)的交流电压Vac基本上同相并且为正弦波或近似正 弦波。结果，使第1主开关Q1以比交流电压高的频率进行通/断时， 可以实现功率改善，同时，伴随主电感线圈L1的升压作用，可以将平 滑用电容器C1充电到比整流输出电压V4高的电压。
如果平滑用电容器C1的电压Vc1比目标值高时，第1主开关Q1 的导通期间Ton就变短，主电感线圈L1的积蓄能量就减少，从而平滑 用电容器C1的电压就恢复到目标值。相反，如果平滑用电容器C1的 电压Vc1低于目标值时，第1主开关Q1的电容期间Ton就延长，主电 感线圈L1的积蓄能量就增大，从而平滑用电容器C1的电压就恢复到 目标值。
下面，除了辅助电路7的作用外，说明第2主开关Q2的通/断引 起的DC-DC变换动作。
在第2主开关Q2导通时，平滑用电容器C1的电压Vc1就加到初 级绕组N1上。这时，在次级绕组N2上感应的电压具有将二极管Do反 向偏置的方向，所以，二极管Do保持为非导通状态。结果，就在具有 电感的变压器5上积蓄能量。在第2主开关Q2的截止期间，变压器5 的积蓄能量释放，二极管Do导通，充电电流流入电容器Co。电容器 Co的电压Vo高于基准值时，第2主开关Q2的导通期间就变短，变压 器5的积蓄能量降低，从而输出电压Vo就恢复到基准值。在输出电压 Vo低于基准值时，第2主开关Q2的导通期间就延长，变压器5的积蓄 能量增大，从而输出电压Vo就恢复到基准值。
下面，参照图5说明第1和第2主开关Q1、Q2的软开关动作。
(t1以前和t13～t14)
在图5的t1之前的期间，发生与t13～t14期间相同的动作。在 该t1以前的期间，第1和第2主开关Q1、Q2和辅助开关Q3却保持为 截止状态。在第1主开关Q1的截止期间，如已说明的那样，伴随主电 感线圈L1的积蓄能量的释放，向平滑用电容器C1充电。因此，如图5 (M)所示，电流Id1通过二极管D1。另外，在第2主开关Q2的截止 期间，随着变压器5的积蓄能量的释放，图5(J)所示的电流Id0流 过次级绕组N2、二极管Do和电容器Co的路径。另外，从电容器Co 向负载14供给电能。
(t1～t2)
如图5(C)所示，在t1时刻，辅助开关Q3的控制信号Vg3转换 为高电平、辅助开关Q3转换为导通状态时，该辅助开关Q3的电压Vq3 如图5(H)所示的那样基本上成为零。结果，在t1～t2期间，图5(K) 所示的电流Ida流过由第1整流输出导体43、主电感线圈L1、第1辅 助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da、辅助开关Q3和第2 整流输出导体44构成的第1路径，同时，图5(L)所示的电流Idb 流过由平滑用电容器C1、初级绕组N1、第2辅助电感线圈Lb、第2 阻止反向电流用二极管Db和辅助开关Q3构成的第2路径。图5(I) 所示的辅助开关Q3的电流Iq3是图5(K)的第1路径的电流Ida与 图5(L)的第2路径的电流Idb之和。在第1和第2路径中，分别含 有电感，所以，辅助开关Q3的电流Iq3从t1时刻开始逐渐地增大。 结果，辅助开关Q3等同时就成为零电流开关即ZCS，从而不发生功率 损失。
在t1时刻辅助开关Q3成为导通状态时，由第1辅助电感线圈La、 第1阻止反向电流用二极管Da和辅助开关Q3构成的第2串联电路与 由二极管D1和平滑用电容器C1构成的第1串联电路并联连接。在二 极管D1导通时，平滑用电容器C1的电压Vc1通过二极管D1加到主电 感线圈L1与第1辅助电感线圈La的相互连接点P1上。因此，在二极 管D1导通时，第1软开关用电容器Cq1被平滑用电容器C1的电压Vc1 箝位，即使在t1辅助开关Q3导通，第1软开关用电容器Cq1也不立 即开始进行放电。在t1时刻以后，辅助开关Q3和整流二极管D1都成 为导通状态时，平滑用电容器C1的电压Vc1通过二极管D1加到第1 辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da和辅助开关Q3的第 2串联电路上，流过第2串联电路的电流Ida如图5(K)所示的那样 逐渐地增大。在t1以后，整流二极管D1和辅助开关Q3都导通时，由 第1辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da和辅助开关Q3 构成的第2串联电路与由整流二极管D1和平滑用电容器C1构成的第1 串联电路并联连接，所以，从主电感线圈L1供给的电流分流到瞬时值 第1和第2串联电路中，如图5(M)所示，流过第1串联电路的整流 二极管D1的电流Id1比t1以前急剧地减小。
另外，主电感线圈L1与第1辅助电感线圈La进行电磁耦合，所 以，在图5的t1时刻，电压加到第1辅助电感线圈La上时，从主电 感线圈L1供给的电流减小。结果，流过整流二极管D1的电流Id1比 较快的减小，在图5的t4时刻成为零。
在t1～t2期间，图5(L)所示的电流Idb流过包含初级绕组N1 和第2辅助电感线圈Lb的第2路径。结果，从与初级绕组N1和第2 辅助电感线圈Lb电磁耦合的次级绕组N2供给二极管Do的电流Ido如 图5(J)所示的那样逐渐地减小，在t2时刻成为零。
(t2～t3)
在t2时刻次级侧的二极管Do成为非导通状态时，解除基于电容 器Co的电压Vo的次级绕组N2的箝位状态，从而第2软开关用电容器 Cq2可以进行放电，于是就形成了基于该电容器Cq2的电容和第2辅助 电感线圈Lb的电感的谐振电路。结果，在由第2软开关用电容器Cq2、 第2辅助电感线圈Lb、第2阻止反向电流用二极管Db和辅助开关Q3 构成的路径中流过图5(0)所示的电容器Cq2放电的电流Icq2。这样， 电容器Cq2和第2主开关Q2的电压Vq2就如图5(F)所示的那样逐 渐地降低，在t3时刻基本上成为零。在t2～t3期间，和前面的t1～ t2期间一样，电流Ida流过由第1整流输出导体43、主电感线圈L1、 第1辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da、辅助开关Q3 和第2整流输出导体44构成的第1路径，并且，电流Idb流过由平滑 用电容器C1、初级绕组N1、第2辅助电感线圈Lb、第2阻止反向电流 用二极管Db和辅助开关Q3构成的第2路径。另外，也流过二极管D1 的电流Id1。
(t3～t4)
在t3时刻第2软开关用电容器Cq2的放电结束时，通过第2辅助 电感线圈Lb积蓄的能量的释放，在由第2辅助电感线圈Lb、第2阻止 反向电流用二极管Db、辅助开关Q3和第2并联二极管Dq2构成的路径 中流过图5(G)所示的电流Iq2。图5(G)的电流Iq2是第2主开关 Q1的漏极源极间的电流与第2并联二极管Dq2的电流之和。这里，为 了简化说明，将电流Iq2称为第2主开关Q2的电流。在第2并联二极 管Dq2导通的期间，第2主开关Q2的漏极源极间电压Vq2基本上保持 为零或很低的值。因此，平滑用电容器C1的电压Vc1加到初级绕组N1 上。结果，使流过其中的电流减小的方向的电压便加到与初级绕组N1 电磁耦合的第2辅助电感线圈Lb上，从而第2阻止反向电流用二极管 Db的电流Idb就如图5(L)所示的那样从t3时刻开始逐渐地减小。 在t3～t4期间，也和前面的t2～t3期间一样，流过二极管D1的电流 Id1和第1阻止反向电流用二极管Da的电流Ida。
(t4～t5)
在通过二极管D1而流入平滑用电容器C1的电流Id1在t4时刻成 为零从而二极管D1成为非导通状态时，就解除了平滑用电容器C1对 第1软开关用电容器Cq1的箝位作用。结果，第1软开关用电容器Cq1 从t4时刻开始进行放电，如图5(N)所示的那样流过通过第1软开关 用电容器Cq1的电流Icq1。第1软开关用电容器Cq1的放电电流根据 由第1软开关用电容器Cq1的电容和第1辅助电感线圈La的电感构成 的谐振电路而流过。即，t4～t5期间的瞬时值放电电流Icq1流过第1 软开关用电容器Ccq1、第1辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二 极管Da和辅助开关Q3的路径。随着第1软开关用电容器Cq1的放电 进行，第1主开关Q1的电压Vq1如图5(D)所示的那样从t4时刻开 始逐渐地降低，在t5时刻实际上降低到零。在第1主开关Q1的电压 Vq1从t4时刻开始逐渐地降低时，在t4时刻与t5时刻的大致中间时 刻t4’，主电感线圈L1与第1辅助电感线圈La的相互连接点P1的电 位与第1整流输出导体43的电位相等，然后，P1的电位就低于第1 整流输出导体43的电位。结果，在图5的t4’时刻，主电感线圈L1 的两端子间的电压的方向发生逆转。由于主电感线圈L1与第1辅助电 感线圈La相互电磁耦合，所以，第1辅助电感线圈La的电压的方向 在t4’时刻也发生逆转。结果，流过第1辅助电感线圈La的电流Ida 就如图5(K)所示的那样从t4’时刻开始逐渐地降低。
(t5～t6)
在图5的实施例中，在第1主开关Q1的电压Vq1实际上成为零的 t5时刻，同时将第1和第2主开关Q1、Q2控制为导通状态。第1主开 关Q1的电压Vq1如图5(C)所示的那样在t5时刻实际上成为零，所 以，在该t5时刻的第1主开关Q1的导通就成为零电压开关(ZVS)， 从而可以减小能量损失。第1主开关Q1的导通控制不限定在t5，可以 是t5～t6期间内的任意的时刻。另外，可以在第1主开关Q1的电压 Vq1成为比t4时刻的值低的时刻控制第1主开关Q1导通。这时，也可 以降低第1主开关Q1的电压低的部分在导通时的能量损失。
为了简化控制电路8的结构，第2主开关Q2的导通时刻与第1主 开关Q1设定为同一时刻。即，第2主开关Q2的电压Vq2在t3时刻实 际上成为零，所以，在t3时刻控制第2主开关Q2导通时，就可以降 低第2主开关Q2导通时的开关损失。但是，在本实施例中，控制第2 主开关Q2在t3之后的t5时刻导通。通过与第2主开关Q2并联连接 的第2并联二极管Dq2的电流，在图5的实施例中，在t3～t6期间流 过。该t3～t6期间的第2主开关Q2的电压Vq2实际上是零或非常低 的值，所以，在t3～t6期间内的任意的时刻控制第2主开关Q2导通 时，第2主开关Q2就成为零电压开关(ZVS)，从而可以减小第2主 开关Q2的能量损失。
在t5～t6期间，第1主开关Q1成为导通状态，所以，电流流过 由第1整流输出导体43、主电感线圈L1、第1主开关Q1和第2整流 输出导体44构成的路径，同时，图5(K)所示的电流Ida流过由第1 辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da、辅助开关Q3和第1 并联二极管Dq1构成的路径。
(t6～t7)
如图5(E)所示，在t6时刻通过第1并联二极管Dq1的负方向电 流成为零时，此后，电流Iq1就流过由第1整流输出导体43、主电感 线圈L1、第1主开关Q1和第2整流输出导体44构成的路径。该电流 Iq1随着时间的经过而增大。在第1主开关Q1导通时，整流二极管D1 是截止状态，所以，不流过平滑用电容器C1的充电电流。在本实施例 中，在图5的t6时刻，第1辅助电感线圈La的积蓄能量的释放未结 束，所以，为了释放该积蓄能量，图5(K)所示的电流Ida流过由第 1辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da、辅助开关Q3和第 1并联二极管Dq1构成的路径。该电流Ida一直流动到t8时刻为止。
在第2主开关Q2的负方向电流成为零的t6时刻之后，图5(G) 所示的电流Iq2流过由平滑用电容器C1、初级绕组N1和第2主开关 Q2构成的路径。在图5中，第1和第2主开关Q1、Q2的电流Iq1、Iq2 都从t6时刻开始同时向正方向流动，但是，电流Iq1、Iq2转换为正 方向的时刻可以是相互不同的时刻。通常，电流Iq2比电流Iq1先成 为零。
在本实施例中，第2辅助电感线圈Lb的积蓄能量的释放在图5的 t6时刻不结束而到t7时刻结束。该剩余的能量通过由第2辅助电感线 圈Lb、第2阻止反向电流用二极管Db、辅助开关Q3、平滑用电容器 C1和初级绕组N1构成的路径释放。
(t7～t8)
7～t8期间是从图5(L)的第2阻止反向电流用二极管Db的电流 Idb成为零的t7时刻到图5(K)的第1阻止反向电流用二极管Da的 电流Ida成为零的期间。在该t7～t8期间，仅第1阻止反向电流用二 极管Da的电流Ida流过辅助开关Q3。
(t8～t9)
t8～t9期间是从辅助开关Q3的电流Iq3如图5(I)所示的那样 成为零的时刻t8到辅助开关Q3成为截止状态的时刻t9的期间。在辅 助开关Q3的电流Iq3成为零的t8时刻或该时刻之后控制辅助开关Q3 截止时，就实现了零电流开关(ZCS)。辅助开关Q3的截止时刻可以 定为从辅助开关Q3的电流Iq3成为零的时刻t8到第1主开关Q1的导 通时刻t10期间中的任意的时刻。在图5中，控制第1主开关Q1比第 2主开关Q2先截止，但是，如果第2主开关Q2比第1主开关Q1先导 通时，就控制辅助开关Q3在第2主开关Q2的导通时刻以前截止。
(t9～t10)
在t9～t10期间，第1和第2主开关Q1、Q2处于导通状态，辅助 开关Q3处于截止状态。因此，通过第1主开关Q1的电流Iq1在主电 感线圈L1中积蓄能量，通过第2主开关Q2的电流Iq2在变压器5中 积蓄能量。
(t10～t11)
在t10时刻，如图5(A)所示的那样控制第1主开关Q1截止时， 如图5(E)所示，第1主开关Q1的电流Iq1成为零，充电电流Icq1 如图5(N)所示的那样流入第1软开关用电容器Cq1，该电容器Cq1 和第1主开关Q1的电压Vq1如图5(D)所示的那样倾斜地上升。结果， 即使第1主开关Q1的电流Iq1由于众所周知的存储作用而缓慢地降 低，第1主开关Q1的能量损失也很小。即，第1主开关Q1的截止脊 成为零电压开关(ZVS)。
(t11～t12)
在t11时刻，第1主开关Q1的电压Vq1高于平滑用电容器C1的 电压Vc1时，整流二极管D1导通，开始流过图5(M)损失的电流Id1， 并且平滑用电容器C1开始进行充电。
(t12～t13)
在t12时刻，第2主开关Q2控制为截止状态时，流过该第2主开 关Q2的电流Iq2如图5(G)所示的那样成为零，从而第2软开关用电 容器Cq2和第2主开关Q2的电压Vq2如图5(F)所示的那样倾斜地 上升。因此，即使由于第2主开关Q2的众所周知的存储作用而电流Iq2 的降低缓慢，第2主开关Q2的能量损失也很小。即，第2主开关Q2 的截止基本上成为零电压开关。
在此后的t13～t14期间，发生和t1以前相同的动作，由于主电 感线圈L1的积蓄能量的释放，平滑用电容器C1开始进行充电，另外， 通过变压器5的积蓄能量的释放，从次级绕组N2通过二极管Do向电 容器Co供给充电电流。在t14时刻之后，重复发生与t1～t14期间相 同的动作。
按照本实施例，可以得到以下的效果。
(1)在第1和第2主开关Q1、Q2的软开关中使用1个辅助开关 Q3。因此，可以用比较简单的结构实现第1和第2主开关Q1、Q2导通 时的软开关。如果使第1和第2主开关Q1、Q2进行软开关，就可以降 低能量损失，提高开关电源装置的效率。另外，通过第1和第2主开 关Q1、Q2的软开关可以抑制不需要的噪音发生。
(2)用相同的重复频率控制第1和第2主开关Q1、Q2的通/断， 所以，第1和第2主开关Q1、Q2的通/断控制中不会发生频率的相互 干涉，从而可以实现第1和第2主开关Q1、Q2的控制的稳定化。另外， 如果用不同的频率控制第1和第2主开关Q1、Q2的通/断，就有可能 发生相互干涉引起的噪音，按照本实施例，可以防止这种噪音的发生。
(3)控制第1和第2主开关Q1、Q2同时导通，所以，控制电路8 中第1和第2控制信号Vg1、Vg2的形成电路的结构简单。
(4)具有漏感的第1辅助电感线圈La与主电感线圈L1卷绕在同 一磁心上。因此，与用单独的电感构成LC谐振用的电感的情况相比， 可以实现谐振用电感的小型化和低成本化。
(5)第1辅助电感线圈La与主电感线圈L1电磁耦合。因此，在 辅助开关Q3的导通期间电压加到第1辅助电感线圈La上时，在主电 感线圈L1上，就感应出使流过它的电流降低的方向的电压。结果，如 图5(M)所示，从t1时刻开始就使流过整流二极管D1的电流Id1迅 速地降低。
(6)第2辅助电感线圈Lb设置在变压器5上，具有漏感，由该 电感和第2软开关用电容器Cq2形成谐振电路，所以，可以实现谐振 用电感器的小型化和低成本化。
(7)第2辅助电感线圈Lb与初级绕组N1和次级绕组N2电磁耦 合。因此，通过在图5的t1时刻使辅助开关Q3导通从而使电流流过 第2辅助电感线圈Lb，可以使次级侧的二极管Do的电流Ido从t1时 刻开始迅速地降低。
实施例2.
下面，参照图6和图7说明实施例2的开关电源装置。但是，在 图6和图7以及后面所述的图8～图19中，对于实际上与图1～图5 相同的部分标以相同的符号，并省略其说明。
图6的实施例2的开关电源装置设置了将图1的整流平滑电路6 变形后的整流平滑电路6a，并且设置了使图1的次级绕组N2的极性相 反的次级绕组N2a，其他结构与图1相同。
从图6的开关电源装置的变压器5的初级绕组N1开始，电源侧的 电路结构及其动作与图1的开关电源装置实际上相同。图6的开关电 源装置包含第2主开关Q2的DC-DC变换电路通常称为正向型DC-DC 变换器，在第2主开关Q2处于导通状态时，由于在次级绕组N2a上发 生的电压，二极管Do成为导通状态。
图6的整流平滑电路6a除了二极管Do和平滑用电容器Co外，还 具有平滑用的电感器Lo和平滑用二极管Do1。电感器Lo连接在二极管 Do与电容器Co之间。平滑用二极管Do1通过电容器Co与电感器Lo 并联连接。
在图6的开关电源装置中，在第2主开关Q2的导通期间平滑用电 容器C1的电压加到初级绕组N1上，二极管Do由于在次级绕组N2a上 得到的电压而导通，从而充电电流流入平滑用电容器Co。在第2主开 关Q2截止的期间，二极管Do成为非导通状态。
图6的辅助电路7与图1相同。因此，图6的第1和第2主开关 Q1、Q2的软开关动作实际上与图1相同。图7和图5一样表示图6的 各部分的电压或电流的状态。在图7中，与图5不同的地方是，在t2 时刻将图7(C)所示的辅助开关Q3的控制信号Vg3从低电平转换为高 电平。结果，辅助开关Q3的电压Vg3如图7(H)所示的那样在t2时 刻成为零，辅助开关Q3的电流Iq3如图7(I)所示的那样从t2时刻 开始流过。另外，图7(K)所示的第1阻止反向电流用二极管Da的电 流Ida和图7(L)所示的第2阻止反向电流用二极管Db的电流Idb 也从t2时刻开始流过。另外，包含第2主开关Q2的DC-DC变换电路 形成为正向型的，所以，整流平滑电路6a的二极管Do的电流Ido如 图7(J)所示的那样在t5～t12期间流过。
在图6的电路中，辅助开关Q3成为导通状态时，电流立即开始流 过由第2软开关用电容器Cq2、第2辅助电感线圈Lb、第2阻止反向 电流用二极管Db和辅助开关Q3构成的路径，第2软开关用电容器Cq2 开始放电。图7中此后的第1和第2主开关Q1、Q2的软开关动作与图 5相同。
因此，利用图6的开关电源装置也可以获得与图1的开关电源装 置相同的效果。
实施例3.
图8所示的实施例3的开关电源装置设置了变形的辅助电路7a， 其他结构与图1相同。图8的变形的辅助电路7a改变了图1的辅助电 路7的主电感线圈L1与第1辅助电感线圈La的连接关系，其他结构 与图1相同。即，在图8中，主电感线圈L1与第1辅助电感线圈La 并联连接。更详细而言，在图8中，第1辅助电感线圈La也是与主电 感线圈L1卷绕在同一磁心10上，具有漏感，并且相互电磁耦合。主 电感线圈L1的一端和第1辅助电感线圈La的一端都与第1整流输出 导体43连接。
图8的开关电源装置的基本的动作和辅助电路7a的基本的动作与 图1实际上相同，图8的各部分的电流或电压与图5相同。因此，在 图8的说明中参照图5。在图5的t1～t2期间，辅助开关Q3是导通状 态，所以，图5(K)所示的电流Ida流过由第1整流输出导体43、第 1辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da、辅助开关Q3和第 2整流输出导体44构成的第1路径，并且，图5(L)的电流Idb流过 由平滑用电容器C1、初级绕组N1、第2辅助电感线圈Lb、第2阻止反 向电流用二极管Db和辅助开关Q3构成的第2路径。
主电感线圈L1的积蓄能量的释放在t1以前和t1～t2期间都发 生。由于该积蓄能量的释放，图5(M)的电流Id1通过整流二极管D1 流入平滑用电容器C1，同时，图5(K)的电流Ida流入电磁耦合的第 1辅助电感线圈La。这样，图8的电路也和图1的电路一样，在辅助 开关Q3导通开始之后，图5(M)的整流二极管D1的电流Id1将比迄 今为止更急剧地降低。
在图8中，在与图5的t2～t3相当的期间，和图1一样，第2主 开关Q2的电压Vq2由于谐振动作而发生基本上降低为零的动作。在图 5的t4时刻，整流二极管D1成为非导通状态时，第1软开关用电容器 Cq1就从平滑用电容器C1的电压Vc1的箝位状态中解除出来。结果， 在图5的t4～t5期间，谐振电流流过由第1软开关用电容器Cq1、主 电感线圈L1、第1辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da 和辅助开关Q3构成的路径。这样，第1软开关用电容器Cq1的能量就 转移到第1辅助电感线圈La中，第1软开关用电容器Cq1和第1主开 关Q1的电压Vq1在图5的t5时刻成为零。因此，在t5时刻或t5～ t6时刻控制第1和第2主开关Q1、Q2导通时，就实现了零电压开关 (ZVS)。
如上所述，利用图8的实施例3，也可以获得和图1的实施例相同 的效果。
实施例4.
下面，参照图9说明实施例4的开关电源装置。但是，在图9中， 对于与图1～图8实际上相同的部分标以相同的符号，并省略其说明。
图9的实施例4的开关电源装置设置了将图8的整流平滑电路6 变形的整流平滑电路6a，并且，设置了使图8的次级绕组N2的极性相 反的次级绕组N2a，其他结构与图8相同。
从图9的开关电源装置的变压器5的初级绕组N1开始，电源侧的 电路结构及其动作与图8的开关电源装置实际上相同。图9的开关电 源装置使用第2主开关Q2的DC-DC变换电路与图6的DC-DC变换电 路相同，通常，称为正向型DC-DC变换器。因此，图9的整流平滑电 路6a和次级绕组N2a与在图6中用相同符号表示的相同，动作也相 同。另外，图9的主电感线圈L1和第2辅助电感线圈La的结构和连 接与图8相同。图9的第1和第2主开关Q1、Q2和辅助开关Q3与在 图7中用相同符号表示的相同，并在相同的时刻进行通/断控制。因此， 图9的各部分的电压和电流的波形与图7实际上相同，因此，参照图7 说明图9的动作。
在图7的t2～t3期间，辅助开关Q3是导通状态，所以，图7(K) 所示的电流Ida流过由第1整流输出导体43、第1辅助电感线圈La、 第1阻止反向电流用二极管Da、辅助开关Q3和第2整流输出导体44 构成的第1路径，并且，图7(L)的电流Idb流过由平滑用电容器C1、 初级绕组N1、第2辅助电感线圈Lb、第2阻止反向电流用二极管Db 和辅助开关Q3构成的第2路径。
主电感线圈L1的积蓄能量的释放在t2以前和t2～t3期间都发 生。由于该积蓄能量的释放，图7(M)的电流Id1通过整流二极管D1 流入平滑用电容器C1，同时，图7(K)的电流Ida流入电磁耦合的第 1辅助电感线圈La。这样，图9的电路也和图1的电路一样，在辅助 开关Q3转换为导通状态时，图7(M)的整流二极管D1的电流Id1将 比迄今为止更急剧地降低。
在图9的电路中，在图7的t2～t3期间和图1一样，第2主开关 Q2的电压Vq2由于谐振动作而发生基本上降低为零的动作。在图7的 t4时刻整流二极管D1成为非导通状态时，第1软开关用电容器Cq1 就从由平滑用电容器C1的电压Vc1箝位的状态中解除出来。结果，在 图7的t4～t5期间，谐振电流流过由第1软开关用电容器Cq1、主电 感线圈L1、第1辅助电感线圈La、第1阻止反向电流用二极管Da和 辅助开关Q3构成的路径。这样，第1软开关用电容器Cq1的能量就转 移到第1辅助电感线圈La中，第1软开关用电容器Cq1和第1主开关 Q1的电压Vq1在图7的t5时刻成为零。因此，在t5时刻或t5～t6 时刻控制第1和第2主开关Q1、Q2导通时，就实现了它们的零电压开 关(ZVS)。
如上所述，利用图9的实施例4，也可以获得与实施例1～实施例 3相同的效果。
实施例5。
图10所示的实施例5的开关电源装置将图1的开关电源装置的第 2辅助电感线圈Lb的一端的连接位置从初级绕组N1的下端即另一端 P2硅为初级绕组N1的上端P3，其他结构与图1相同。
因此，图10的开关电源装置的基本的动作与图1的开关电源装置 的动作相同。即，图1和图10的电路除了第2阻止反向电流用二极管 Db的电流Idb流过的路径少许不同外，其他动作相同。
在图10的电路中，在与图5的t1～t7相当的期间，电流流过由 平滑用电容器C1、第2辅助电感线圈Lb、第2阻止反向电流用二极管 Db和辅助开关Q3构成的第1路径。另外，在与图5的t2～t3相当的 期间，电流流过由第2软开关用电容器Cq2、初级绕组N1、第2辅助 电感线圈Lb、第2阻止反向电流用二极管Db和辅助开关Q3构成的第 2路径。另外，在与图5的t3～t7相当的期间，电流流过由第2辅助 电感线圈Lb、第2阻止反向电流用二极管Db、辅助开关Q3、第2并联 二极管Dq2和初级绕组N1构成的路径。在图10的电路中，在与图5 的t2～t3相当的期间，由于第2软开关用电容器Cq2与第2辅助电感 线圈Lb的谐振，第2主开关Q2的电压Vq2也逐渐地降低。因此，在 与图5的t3相当的时刻以后使第2主开关Q2导通时，便可实现零电 压开关(ZVS)。
如上所述，利用图10的实施例5，也可以获得与图1的实施例1 相同的效果。
在图10中，可以将第2辅助电感线圈Lb的一端如用虚线所示的 那样与初级绕组N1的一端和另一端之间的任意一点P4连接。即使是 该虚线的电路，第2软开关用电容器Cq2和第2辅助电感线圈Lb的谐 振动作也和实线的电路一样。
实施例6.
图11所示的实施例6的开关电源装置将第2辅助电感线圈Lb的 一端与初级绕组N1的一端(上端)P3连接，其他结构与图6相同。图 11的电路中初级绕组N1与第2辅助电感线圈Lb的关系和图10中它们 的关系相同。因此，和图10的情况相同的路径的电流流过图11的第2 辅助电感线圈Lb和第2阻止反向电流用二极管Db。利用图11的实施 例6，也可以获得与图6的实施例2相同的效果。
在图11的电路中，也可以将第2辅助电感线圈Lb的一端如用虚 线所示的那样与初级绕组N1的一端和另一端之间的任意一点P4连 接。
实施例7.
图12所示的实施例7的开关电源装置将第2辅助电感线圈Lb的 一端与初级绕组N1的一端(上端)P 3连接，其他结构与图8相同。图 12的电路中初级绕组N1与第2辅助电感线圈Lb的关系和图10中它们 的关系相同。因此，和图10的情况相同的路径的电流流过图12的第2 辅助电感线圈Lb和第2阻止反向电流用二极管Db。
利用实施例7也可以获得和图8的实施例3相同的效果。
在图12的电路中，也可以将第2辅助电感线圈Lb的一端与初级 绕组N1的一端和另一端之间的任意一点P4连接。
实施例8.
图13所示的实施例8的开关电源装置将第2辅助电感线圈Lb的 一端与初级绕组N1的一端(上端)P3连接，其他结构与图9相同。
图13的电路中初级绕组N1与第2辅助电感线圈Lb的关系和图10 中它们的关系相同。因此，和图10的情况相同的路径的电流流过图13 的第2辅助电感线圈Lb和第2阻止反向电流用二极管Db。
实施例9.
图14表示实施例9的变形的控制电路8a。该图14所示的控制电 路8a是将图2的控制电路8变形后的电路，可以取代实施例1～实施 例8的控制电路8。
图14的控制电路8a设置第1和第2定时器34a及34b作为第1 和第2导通幅度限制信号形成单元，取代图2的控制电路8的1个定 时器34，其他结构与图2相同。第1定时器34a连接在波形发生器29 与第1AND门35之间，发生图15(F)所示的第1时间T1a的逻辑0 的脉冲即第1电压电平的负脉冲。第2定时器34b连接在波形发生器 29与第2AND门36之间，发生图15(G)所示的第2时间T1b的逻辑0 的脉冲即第1电压电平的负脉冲。图14的第3定时器37与图2的第2 定时器37相同，形成第3控制信号Vg3。
图15和图3一样表示图14的各部分的电压。图15的(A)～(E) 与图3的(A)～(E)相同。图15(F)表示第1定时器34a的输出 电压V34a。图15(G)表示第2定时器34b的输出电压V34b。第2定 时器34b与第1定时器34a在同一时刻t0触发，开始发生逻辑0的脉 冲，在到第1定时器34a的逻辑0的结束时刻t1之前的t1’为止输出 逻辑0。因此，第2定时器34b的输出电压V34b的低电平期间T1b比 第1定时器34a的输出电压V34a的低电平期间T1a短。但是，也可以 与图15的例子相反，将第2定时器34b的低电平输出期间T1b设定为 比第1定时器34a的低电平输出期间T1a长。
第1AND门35形成由图15(C)的第1比较器30的输出电压V30 与图15(F)的第1定时器34a的输出电压V34a的逻辑积构成的图15 (H)所示的第1控制信号Vg1。第2AND门36形成由图15(E)所示 的第2比较器33的输出电压V33与图15(G)所示的第2定时器34b 的输出电压V34b的逻辑积构成的图15(I)所示的第2控制信号Vg2。 第3定时器37形成图15(J)所示的第3控制信号Vg3。
在实施例9的控制电路8a中，以相同的频率控制第1主开关Q1 和第2主开关Q2的通/断。但是，不控制第1和第2主开关Q1、Q2同 时导通。即，由图15(H)、(I)可知，第1和第2主开关Q1、Q2 用的第1和第2控制信号Vg1、Vg2从低电平上升到高电平有时间差。 因此，按照图14的实施例9的控制电路8a，可以独立地珊第1和第2 主开关Q1、Q2和导通控制时刻，所以，导通时刻的设定的自由度高。
实施例10.
图16送死的实施例10的开关电源装置设置了将图1的控制电路8 变形的控制电路8b，并且设置了用于检测第1主开关Q1的电压Vq1 的导体38和用于检测第2主开关Q2的电压Vq2的导体39，其他结构 与图1相同。导体38是第1主开关Q1的电压检测单元，将第1主开 关Q1的漏极与控制电路8b连接。导体39是第2主开关Q2的电压检 测单元，将第2主开关Q2的漏极与控制电路8b连接。
图17是详细表示图16的控制电路8b的图。图17的控制电路8b 设置了第1和第2低电压检测电路51和52，取代图14的第1和第2 定时器34a及34b，其他结构与图14相同。第1低电压检测电路51 通过导体38与图16的第1主开关Q1的漏极连接，检测第1主开关Q1 的漏极源极间电压是否低于指定的第1基准电压Va。第2低电压检测 电路52通过导体39与图16的第2主开关Q2的漏极连接，检测第2 主开关Q2的漏极源极间电压是否低于指定的第2基准电压Vb。第1 和第2低电压检测电路51、52为了与锯齿波电压Vt同步地检测第1 和第2主开关Q1、Q2的端子间电压与波形发生器29的同步信号即时 钟信号Vosc的输出导体29b连接。第1低电压检测电路51的输出端 子与第1AND门35的一边的输入端子连接。第2低电压检测电路52的 输出端子与第2AND门36的一边的输入端子连接。第1和第2低电压 检测电路51、52的输出电压V51、V52具有与图14的第1和第2定时 器34a、34b的输出电压V34a、V34b相同的功能。
图18是详细表示图17的第1和第2低电压检测电路51、52的图， 图19是表示图18的各部分的状态的波形图。第1低电压检测电路51 由比较器53、第1基准电压源54、触发电路55和双稳态多谐振荡器 56构成。比较器53的负输入端子与第1主开关Q1的电压检测导体38 连接，其正输入端子与第1基准电压源54连接。第1基准电压源54 的第1基准电压Va如图19(A)所示的那样设定为略大于零的值。即， 第1基准电压Va设定为小于第1主开关Q1的端子间电压Vq1的最大 值并且大于最小值的值。结果，在第1主开关Q1的电压Vq1如图19 的t2～t3所示的那样低于第1基准电压Va的期间，比较器53的输出 电压V53就如图19(C)所示的那样成为高电平。与比较器53的输出 端子连接的触发电路55应答图19(C)所示的比较器53的输出电压 V53在t2时刻从低电平向高电平的转换，发生图19(E)所示的触发 脉冲，并将该触发脉冲供给第1双稳态多谐振荡器56的置位端子S。 同步信号即时钟信号Vosc用的导体29b与第1双稳态多谐振荡器56 的复位端子R连接。因此，第1双稳态多谐振荡器56就根据图19(G) 的同步信号即时钟信号Vosc而在例如t0时刻复位，而在图19(E) 的触发电路55的输出电压V55成为高电平的t2时刻置位，于是，如 图19(H)所示的那样在t0～t2期间发生成为低电平的输出电压V51。
第2低电压检测电路52由比较器57、第1基准电压源58、触发 电路59和双稳态多谐振荡器60构成。比较器57的负输入端子与第2 主开关Q2的电压检测导体39连接，其正输入端子与第2基准电压源 58连接。第2基准电压源58的第2基准电压Vb如图19(B)所示的 那样设定为略大于零的值。即，第2基准电压Vb设定为小于第2主开 关Q2的端子间电压Vq2的最大值并且略大于最小值的值。结果，在第 2主开关Q2的电压Vq2如图19的t1～t4所示的那样低于第2基准电 压Vb的期间，比较器57的输出电压V57如图19(D)所示的那样成 为高电平。与比较器57的输出端子连接的触发电路59应答图19(D) 所示的比较器57的输出电压V57在t1时刻从低电平向高电平的转 换，发生图19(F)所示的触发脉冲，并将该触发脉冲供给第2双稳态 多谐振荡器60的置位端子S。同步信号即时钟信号Vosc用的导体29b 与第2双稳态多谐振荡器60的复位端子R连接。因此，第2双稳态多 谐振荡器60根据图19(G)的同步信号即时钟信号Vosc在例如t0时 刻复位，而在图19(F)的触发电路59的输出电压V59成为高电平的 t1时刻置位，于是，如图19(I)所示的那样在t0～t1期间发生成为 低电平的输出电压V52。
在图18的第1和第2提电压检测电路51、52中，第1和第2基 准电压Va、Vb设定为略大于零的值，但是，在噪音不成其为问题时， 可以将第1和第2基准电压Va、Vb采用零伏特。第1和第2基准电压 Va、Vb设定为相同或不同的值。
图19(H)所示的第1低电压检测电路51的输出电压V51从低电 平(第1电压电平)转换为高电平(第2电压电平)的时刻t2表示可 以实现第1主开关Q1的低电压开关或零电压开关的时刻。同样，图19 (I)所示的第2低电压检测电路52的输出电压V52从低电平转换为 高电平的时刻t1表示可以实现第2主开关Q2的低电压开关或零电压 开关的时刻。因此，图19(H)、(I)的第1和第2低电压检测输出 电压V51、V52具有与图15(F)、(G)的第1和第2定时器34a、34b 的输出电压V34a、V34b相同的功能，对第1和第2主开关Q1、Q2的 软开关有贡献。
图16的实施例10的开关电源装置检测到第1和第2主开关Q1、 Q2的电压Vq1、Vq2由于软开关动作而低于第1和第2基准电压Va、 Vb时，就控制使第1和第2主开关Q1、Q2导通。因此，按照实施例 10，可以稳定地实现第1和第2主开关Q1、Q2的软开关。即，使用图 1的定时器34或图14的第1和第2定时器34a、34b时，将发生基于 它们的输出脉冲的时间幅度的误差的第1和第2主开关Q1、Q2的导通 时刻的偏差。与此相反，在图17的实施例10中，就不会发生上述问 题。实施例10具有和实施例1相同的效果。
图17的控制电路8b不仅可以应用于实施例1的图1的开关电源 装置，而且可以应用于表示实施例2、3、4、5、6、7和8的图6、图 8、图9、图10、图11、图13和图14的开关电源装置。
变形例.
本发明不限于上述实施例，也可以实施例如以下的变形。
(1)可以将第1和第2主开关Q1、Q2采用双向开关，省去第1 和第2并联二极管Dq1、Dq2。
(2)可以将第1和第2主开关Q1、Q2以及辅助开关Q3采用FET 以外的晶体管、IGBT(绝缘栅极型双极性晶体管)等的半导体开关。
(3)波形发生器29也可以发生三角波取代锯齿波。
(4)可以取代AND门35及36而使用具有与其等效的功能的其他 形式的逻辑电路。
(5)可以将电流检测器9与整流电路4的输入侧连接。
(6)可以将电压检测导体21与整流电路4的输入侧连接。
(7)可以将第1阻止反向电流用二极管Da与第1辅助电感线圈 La的输入侧连接。另外，可以将第2阻止反向电流用二极管Db连接在 第2辅助电感线圈Lb与初级绕组N1之间。