一般的开关电源装置设有限制其供给能力以使其不会流过超过规定值的输出电流的过电流保护电路。其目的是防止当作为连接在输出上的载荷的电子设备等低阻抗故障时因持续流过过大的电流而使其电子设备等发热、烧毁等、并且防止开关电源装置自身的故障及发热、烧毁。
另一方面，在作为开关电源装置的载荷的各种电子设备中，是具备马达、继电器等的电磁驱动类部件的设备、或具备CPU、DSP、FPGA等的数字元件的电子电路，在以相同的定时流过电流的设备的情况下，有即使不是该设备的故障、也会流过很短时间的大电流(以下称作峰值电流)的结构。在这样的情况下，如果是短时间，则即使是由小型-小电容的功率部件构成的开关电源装置也能够安全地供给这样的峰值电流。并且，设定例如超过载荷的正常动作所需要的峰值电流值的值、作为输出电流的上限值而能够容许的规定的设定值(以下称作过电流设定值)，进行通过由电容器和电阻等构成的定时器电路监视峰值电流的持续时间、如果该时间超过规定的设定时间则将过电流设定值变更为较小的值的动作的峰值过电流保护电路等已实用化。
上述那样的过电流保护电路一般是由分立部件构成的模拟控制的结构的情况较多。因而，例如为了使过电流设定值等的控制特性具有配合电子设备等的动作状态调节控制特性的功能，需要进行各种信号处理的复杂的电路。进而，必须将它们用许多分立部件构成，不仅在其电路动作的评价及其他管理的方面繁杂，而且因为部件件数的增多，成为妨碍开关电源装置的小型化及低成本化的原因之一。
另一方面，数字控制的过电流保护电路通过将复杂的信号处理组合到运算程序中而能够将控制特性容易地进行调节或切换，智能性良好。例如如专利文献1中公开那样，提出了具备将对载荷供给的输出电流变化为电压信号的电流检测电阻、将该电压信号变换为数字值的模拟/数字变换器(以下称作A/D变换器)、基于上述数字值判断输出电流是否是超过过电流设定值的过电流状态的运算机构、和当判断为过电流状态时进行使开关元件的脉冲宽度强制地变短的处理的脉冲宽度改变机构的开关电源装置的过电流保护电路。另外，上述运算机构及脉冲宽度改变机构使用数字处理器构成。该数字处理器是包括加减法功能、乘除法功能、比较功能、定时器功能、存储功能等的处理器，能够通过存储器或寄存器等的存储功能存储从外部设定的各设定值或目标值。
进而，上述开关电源装置作为过电流设定值而被赋予第一设定值、和比第一设定值低的第二设定值，输出电流在成为过电流状态的最初被基于第一设定值限制，在经过规定时间后被基于第二设定值限制。具体而言，通过数字处理器的比较功能将上述输出电流的数字值与第一设定值及第二设定值比较运算，在运算的结果判断为数字值超过了第一设定值时强制地使脉冲宽度变窄。进而，即使该数字值没有超过第一设定值时，在判断为超过了第二设定值的状态持续了规定时间以上时也进行控制以强制地使脉冲宽度变窄。
专利文献1：日本专利特开2001-119933号公报

但是，在特许文献1所公开的过电流保护电路中，在搭载在目前的实用性的开关电源装置中的情况下，为了得到能够对输出电流的急剧的增加进行高速响应的控制特性，有需要以高速时钟进行动作的昂贵的数字处理器的问题。
一般，为了避免开关电源装置的内部的功率半导体等的故障，过电流保护电路的控制必须是对开关动作的1周期以短时间响应的控制。目前的通用性的开关电源装置从磁性部件等的小型化等的观点出发而设定为开关频率500kHz以上的情况较多。例如在将开关频率设定为500kHz的情况下，将代表性的模拟控制用IC的过电流保护电路的响应延迟时间设定为130nsec，为了得到与其同样的响应速度，要求对作为开关动作的1周期的2μsec能够以130nsec以下进行响应的控制特性。
但是，在特许文献1所公开的开关电源装置的过电流保护电路的数字控制的流程中，考虑在将经由电流检测电阻及A/D变换器得到的输出电流的数字值取入到数字处理器内部中的处理中需要50个时钟脉冲左右、在通过基于上述数字值的运算处理判断是否是超过过电流设定值的过电流状态，判断为过电流状态而控制开关元件使其强制地关闭的处理中需要50个时钟脉冲左右、合计需要100个时钟脉冲左右的处理工时数。为了如上述那样在130nsec的期间中完成该100个时钟脉冲的处理，数字处理器的时钟频率需要将处理工时数100个时钟脉冲用130nsec除的值的约769MHz。此外，由于数字处理器除了上述过电流保护的控制以外还进行各种各样的运算处理，所以实际上需要更高的时钟频率。即，为了得到具备与模拟控制同样的高速响应性的过电流保护电路，需要具备能够进行相对于开关电源电路的开关频率几位以上的较大的时钟频率的高速信号处理的数字处理器。
这样以高速动作的高性能的数字处理器是非常昂贵的。因而，在通用开关电源装置中采用数字控制有成本上的问题，妨碍了智能性良好的数字控制的开关电源装置普及。
此外，过电流设定值及峰值过电流保护电路的设定时间等的控制特性因构成电源电路的各部件所具有的特性的个体差异、温度带来的部件特性的变动、输入电压及输出电压的变动带来的输出电流的检测精度的变化等而变动。
如果将过电流设定值(输出电流的限制值)设定得较高、或将限制时间设定得较长，则在因载荷的电子设备等的故障而成为过电流状态时，不能充分发挥防止电子设备等发热、烧毁的保护功能，同时在开关电源中发生故障等的危险性也增加。例如，为了确保开关电源装置自身的安全性，对于输出电流的实际的限制值，为了避免故障及发热、烧毁，必须使用在额定电流及额定温度中有富余的大型的功率部件构成电源电路。因而，成为妨碍开关电源装置的小型化、低成本化的一个原因。
本发明是鉴于上述背景技术而做出的，目的是提供一种智能性良好、虽然使用较低成本的通用数字处理器等但具有与模拟控制同样水平以上的高速响应性、并且具备能够得到高精度的过电流保护特性的数字控制的过电流保护功能的开关电源装置及其驱动方法。
技术方案1所述的发明是一种开关电源装置，是具备输出以预定的开关频率进行脉冲宽度调制后的驱动脉冲的驱动脉冲生成电路、具有通过来自该驱动脉冲生成电路的驱动脉冲使直流的输入电压断续而产生交流电压的开关元件的逆变器电路、和将该交流电压整流平滑而生成输出电压、对载荷供给输出电流的整流平滑电路的开关电源装置，具备：电流控制脉冲发生机构，由输出有关上述输出电流的控制的规定的目标值、即能够变更的值的目标值设定部、基于上述目标值进行有关输出电流的控制的运算处理而输出运算结果的运算部、以及基于运算部运算结果产生用来控制输出电流的电流控制脉冲电压的脉冲生成部构成。还具备：电流检测电路，检测来自上述整流平滑电路的输出电流或在上述开关元件中流动的电流；电流限制信号生成电路，当由上述电流检测电路检测到的电流超过了基于上述电流控制脉冲发生机构的输出而设定的基准值时，输出用来限制该电流的电流限制信号；上述驱动脉冲生成电路如果被输出上述电流限制信号则进行动作，以将驱动上述开关元件的驱动脉冲的占空比(オン·デユ一テイ)变大的情况停止或缩窄。
技术方案2所述的发明是一种开关电源装置，上述电流控制脉冲发生机构由能够将上述电流控制脉冲电压作为脉冲宽度调制后的信号输出而构成的数字处理器构成；连接着将上述电流控制脉冲电压平滑化而生成平滑化电压的脉冲平滑化电路；上述电流检测电路检测上述输出电流或在上述开关元件中流动的电流，基于此输出电流检测电压；上述电流限制信号生成电路具有将基于上述平滑化电压决定的基准电压和上述电流检测电压进行比较的比较电路，当上述电流检测电压超过上述基准电压时输出上述电流限制信号；上述驱动脉冲生成电路如果被输出上述电流限制信号则进行动作，以将驱动上述开关元件的驱动脉冲的占空比变大的情况停止或缩窄。
在技术方案3所述的发明中，上述电流限制信号生成电路具备：一端连接于上述脉冲平滑化电路的输出上的第一电阻；一端连接于该第一电阻的另一端上的第二电阻；集电极端子连接在上述第二电阻的另一端、基极端子连接在上述第一电阻和第二电阻的中点、发射极端子连接在上述电流检测电路输出的一端上的第一NPN晶体管；以及基极端子连接在上述第一NPN晶体管的集电极上、发射极端子连接在上述电流检测电路输出的另一端上、集电极端子是上述电流限制信号生成电路的输出的第二NPN晶体管，上述第一、第二NPN晶体管的任一个发射极端子连接到接地电位，上述电流检测电路当流过上述整流平滑电路的输出电流时、或在上述开关元件中流过了电流时，向上述第二NPN晶体管的发射极端子为比上述第一NPN晶体管的发射极端子低的电位的方向输出上述电流检测电压。
在技术方案4所述的发明中，具备在由上述电流限制信号生成电路持续地产生上述电流限制信号或按照上述开关频率反复产生的状态持续规定的时间以上的情况下、输出时间超过信号的电流限制动作时间监视机构；上述电流控制脉冲发生机构的目标值设定部基于上述电流限制动作时间监视机构的上述时间超过信号，决定上述目标值以通过上述电流限制信号生成电路的上述电流限制信号进一步限制由上述电流检测电路检测到的电流，并向上述运算部输出，将基于该目标值由上述运算部运算出的上述电流控制脉冲电压从上述脉冲生成部输出。
在技术方案5所述的发明中，构成为，上述电流控制脉冲发生机构的上述运算部基于上述目标值设定部输出的目标值计算上述电流控制脉冲电压的占空比(時比率)，上述脉冲生成部生成具有上述运算部计算出的占空比的高电平及低电平电压的一定频率的矩形波；上述脉冲平滑化电路具备一端连接在电流控制脉冲发生机构的输出上的电阻、和连接在该电阻的另一端与接地之间的电容器，上述电容器的两端电压为上述脉冲平滑化电路的输出。
在技术方案6所述的发明中，构成为，上述电流控制脉冲发生机构的上述运算部基于上述目标值设定部输出的目标值来计算上述电流控制脉冲电压的占空比，上述脉冲生成部在一定周期之中重复上述运算部计算出的占空比的高电平及浮动电平(フロ一テイングレベル)的输出状态；上述脉冲平滑化电路具备一端连接在电流控制脉冲发生机构的输出上的电阻、连接在该电阻的另一端与接地之间的电容器、和并联连接在上述电容器上的放电通路，上述电容器的两端电压为上述脉冲平滑化电路的输出。此外，并联连接在上述电容器上的上述放电通路是上述电流信号生成电路的输入阻抗。
在技术方案7所述的发明中，上述脉冲平滑化电路具备一端连接在上述电流控制脉冲发生机构的输出上的第一电阻；连接在该电阻的另一端与接地之间、在两端产生脉冲平滑化电路的输出电压的电容器；并联连接在上述电容器上的放电通路；以及能够从上述电容器与第一电阻的连接点向上述电流控制脉冲发生机构的输出流过电流而连接的二极管与第二电阻的串联电路；上述电流控制脉冲发生机构的上述运算部如果被赋予基于上述动作时间超过信号决定的目标值，则将上述脉冲生成部的输出状态仅在规定时间控制为低电平，将上述脉冲平滑化电路的上述电容器的电压经由上述二极管与第二电阻的串联电路放电。
在技术方案8所述的发明中，具有将开关电源装置的输出电压与规定的目标值比较、输出反转放大后的输出电压控制信号的误差放大电路；上述电流限制信号生成电路具备将基于上述平滑化电压决定的基准电压与上述电流检测电压进行比较、在上述电流检测电压超过了上述基准电压时和除此以外的情况下输出不同的电流限制信号的比较电路；上述驱动脉冲生成电路具备：产生由上述开关频率驱动的锯齿波电压的锯齿波发生电路；在第一输入端中被输入上述锯齿波电压、将在第二输入端中输入的上述输出电压控制信号与上述锯齿波电压进行比较、输出在上述锯齿波电压低的期间和除此以外的期间中不同的信号的比较器、和被输入上述电流限制信号的信号选择电路；上述信号选择电路进行选择输出信号的动作，以使在由上述电流限制信号生成电路持续地产生上述电流限制信号或按照上述开关频率重复产生的状态时从上述驱动脉冲生成电路输出基于上述电流限制信号决定的占空比的驱动脉冲、在没有输出上述电流限制信号时从上述驱动脉冲生成电路输出基于上述输出电压控制信号决定的占空比的驱动脉冲。
在技术方案9所述的发明中，具备通过感温元件感知开关电源装置的环境温度、输出基于此的温度信号的温度检测机构；上述电流控制脉冲发生机构的上述目标值设定部基于上述温度信号决定上述目标值，并将该决定的目标值给予上述运算部。
在技术方案10所述的发明中，具备检测开关电源装置的输入电压、输出基于此的输入电压信号的输入电压检测机构；上述电流控制脉冲发生机构的上述目标值设定部基于上述输入电压信号决定上述目标值，将上述决定的目标值输出给上述运算部。
在技术方案11所述的发明中，具备检测开关电源装置的输出电压、输出基于此的输出电压信号的输出电压检测机构；上述电流控制脉冲发生机构的上述目标值设定部基于上述输出电压信号决定上述目标值，并将上述决定的目标值给予上述运算部。
此外，技术方案12所述的发明是一种开关电源装置的初期设定方法，开关电源装置是具备：输出以预定的开关频率脉冲宽度调制后的驱动脉冲的驱动脉冲生成电路；具有通过来自该驱动脉冲生成电路的驱动脉冲使直流的输入电压断续而产生交流电压的开关元件的逆变器电路、将该交流电压整流平滑而生成输出电压、对载荷供给输出电流的整流平滑电路；输出有关上述输出电流的控制的规定的目标值、能够变更的值的目标值设定部；基于上述目标值进行有关输出电流的控制的运算处理并输出运算结果的运算部；基于其运算结果产生用来控制输出电流的电流控制脉冲电压的脉冲生成部；检测来自上述整流平滑电路的输出电流或流到上述开关元件中的电流的电流检测电路；以及当由上述电流检测电路检测到的电流超过了基准值时输出用于限制该电流的电流限制信号的电流限制信号生成电路，如果输出了上述电流限制信号、则上述驱动脉冲生成电路进行动作以将驱动脉冲的占空比变大的情况停止或缩窄的开关电源装置的初期设定方法，具备：电源启动步骤，对上述开关电源装置的输入供给规定的直流电压而起动；载荷设定步骤，将载荷连接到输出上，输出与希望的过电流设定值相等的输出电流；目标值改变步骤，调整设定在上述电流控制脉冲发生机构具备的上述目标值设定部的运算程序中的规定的固定系数，使向上述运算部输出的上述目标值连续地变化；边界值提取步骤，在上述输出电流为上述过电流设定值的状态下，提取对于上述目标值的变化、上述输出电压连续地变化的状态与上述输出电压被保持为一定值的状态的边界点的上述固定系数的边界值；边界值存储步骤，将上述固定系数的边界值作为该固定系数的设定值，存储到上述运算程序中。
根据本发明的开关电源装置，能够通过较低速时钟且低成本的数字处理器实现智能性良好的能够高速响应的数字控制的过电流保护电路。特别是，对于外界的温度及输入电压、输出电压等的变动，也能够进行适当的过电流保护控制。进而，能够配合构成开关电源装置的分立部件等的特性的个体差异、及开关电源装置的使用状态，自动地调整过电流保护特性，能够确保载荷的电子设备及开关电源装置自身的安全性。并且，能够提供小型且低成本的开关电源装置。
此外，根据本发明的开关电源装置的驱动方法，能够配合构成开关电源装置的分立部件等的特性的个体差异而程序地调整过电流保护特性，设定为适当的状态。进而，能够削减电阻值的调节及部件的切换等的工序，能够以简单的电路结构确保载荷的电子设备及开关电源装置自身的过电流保护及安全性，进行稳定的电源驱动。
附图说明
图1是表示本发明的开关电源装置的第一实施方式的块图。
图2是表示本发明的开关电源装置的第一实施方式具备的温度检测机构(a)、输入电压检测机构(b)及输出电压检测机构(c)的实施方式的功能块图。
图3是本发明的开关电源装置的第一实施方式具备的脉冲生成部的功能块图。
图4是表示本发明的开关电源装置的第一实施方式具备的脉冲生成部的动作的时序图。
图5是表示本发明的开关电源装置的第一实施方式具备的驱动脉冲生成电路的功能块图。
图6是表示本发明的开关电源装置的第一实施方式具备的驱动脉冲生成电路的动作的时序图。
图7是表示本发明的开关电源装置的第二实施方式的块图。
图8是表示本发明的开关电源装置的第二实施方式具备的电流限制信号生成电路的电路图。
图9是表示本发明的开关电源装置的第二实施方式具备的电流限制信号生成电路的动作的时序图。
图10是表示本发明的开关电源装置的第三实施方式的电流检测电路的电路图。
图11是表示本发明的开关电源装置的第四实施方式的电流检测电路的电路图。
图12是表示本发明的开关电源装置的第五实施方式的驱动脉冲生成电路的功能块图。
图13是表示本发明的开关电源装置的第六实施方式的误差放大电路的功能块图。
图14是表示作为本发明的开关电源装置的驱动方法的第七实施方式的初始设定方法的流程图。
图15是说明作为本发明的开关电源装置的驱动方法的第七实施方式的初始设定方法的目标值改变处理及边界值提取处理中的开关电源装置的输出电压的状况的曲线图。
标号说明
10、50开关电源装置
12逆变器电路(インバ一タ回路)
16、64误差放大电路
18、62驱动脉冲生成电路
24温度检测机构
26输入电压检测机构
28输出电压检测机构
32、54电流控制脉冲发生机构
32a目标值设定部
32b运算部
32c、54c脉冲生成部
34、56脉冲平滑化电路
36、58电流限制信号生成电路
38、60电流检测电路

以下，基于图1至图6说明本发明的开关电源装置的第一实施方式。首先，基于图1所示的整体电路图说明概要。开关电源装置10具有连接着直流的输入电源Ein、通过开关元件TR1的开启-关闭动作而产生交流电压V2的逆变器电路12、和将该交流电压V2整流平滑化而生成输出电压Vout的整流平滑电路14，输出电压Vout的端子连接在载荷22上。输出电压Vout连接在由反转放大器构成的误差放大电路16上，该反转放大器输出将输出电压Vout与规定的基准电压Vref的差分放大的输出电压控制信号V(vol)。还具备根据从误差放大电路16输出的控制电压V(vol)进行脉冲宽度调制、向开关元件TR1的驱动端子输出驱动脉冲Vg的驱动脉冲生成电路18。
此外，检测开关电源装置10的环境温度而输出温度信号的温度检测机构24、检测输入电压而输出输入电压信号的输入电压检测机构26、和检测输出电压而输出输出电压信号的输出电压检测机构28分别连接在电流控制脉冲发生机构32上。
电流控制脉冲发生机构32由数字处理器等构成，具备基于上述温度信号、输入电压信号及输出电压信号决定目标值的目标值设定部32a、基于该目标值进行运算处理的运算部32b、和基于其运算结果输出用来控制输出电流的电流控制脉冲电压Vc的脉冲生成部32c。脉冲生成部32c的输出连接在由电阻R1和电容器C 1构成的作为积分电路的脉冲平滑化电路34的输入上。并且，在电容器C1的两端上产生平滑化电压Vb，脉冲平滑化电路34的输出连接在后述的电流限制信号生成电路36上。
此外，将作为电流检测电阻R0的电流检测电路38插入到开关元件TR1的源极端子与输入电源Ein的负极端子间，在其两端产生对应于流到电流检测电阻R0中的开关电流Isw的电压。并且，电流检测电阻R0的两端作为电流检测电路38的输出而连接在电流限制信号生成电路36上。
电流限制信号生成电路36是开关电源装置10的过电流保护电路，具备基于平滑化电压Vb决定的基准电压Vr、和将该基准电压Vr与在电流检测电阻R0两端产生的电压V(R0)比较而输出电流限制信号V(cur)的作为比较电路的比较器CP1。当对应于电流检测电路38的电流检测电阻R0的电流而检测到的电压超过了基于电流控制脉冲发生机构32的脉冲生成部32c的输出而设定的作为基准值的基准电压Vr时，比较器CP1的输出被作为用来限制该电流的电流限制信号输出。该输出作为电流限制信号生成电路36的输出连接在驱动脉冲生成电路18上。驱动脉冲生成电路18是基于被输入的电流限制信号V(cur)进行脉冲宽度调制、输出开关元件TR1的驱动脉冲Vg的电路，其输出连接在开关TR1的驱动端子上。
接着，基于图1至图6，详细地说明开关电源装置10的各电路块的结构和动作。逆变器电路12如图1所示，与输入电源Ein串联地连接着变压器T1的1次侧线圈T1a和开关元件TR1，通过开关元件TR1的开启-关闭动作，在变压器T1的2次侧线圈T1b上产生交流电压V2。另外，变压器T1的各线圈的极性等由周知的单端正激(single forward)式构成。
在变压器T1的2次侧线圈T1b上连接着整流平滑电路14，由当开关元件TR1为开启时导通而流过脉冲电流的向前侧整流元件TR2、与该向前侧整流元件TR2互补地开启-关闭的飞轮(フライホイ一ル)侧整流元件TR3、与开关元件TR1的开启-关闭动作取得同步而驱动各整流元件TR2、TR3的同步整流驱动电路14a、以及扼流线圈Lo和电容器Co的平滑电路构成。并且，整流平滑电路14将在2次侧线圈T1b中感应的电压整流平滑化，输出输出电压Vout。在电容器Co的两端上连接着载荷22，被供给输出电压Vout及输出电流Iout。
误差放大电路16如图1所示，具备对反转输入端子输入输出电压模拟信号的运算放大器OP1、连接在其非反转输入上的规定的基准电压Vref、和用于增益调节及相位补偿的反馈元件Zf，是输出输出电压控制信号V(vol)的反转放大电路。因而，输出电压控制信号V(vol)是将输出电压与基准电压Vref的差放大的信号，如果输出电压变得比基准电压Vref大则连续地下降，在反之的情况下则连续地上升。
温度检测机构24如图2(a)所示，具备作为电阻值变化型的感温元件的热敏电阻24a、将热敏电阻24a的电阻值变换为模拟电压信号的放大器24b、和将该模拟电压变换为作为数字信号的温度信号并输出的A/D变换电路24c。另外，热敏电阻24a被安装于开关电源装置内部的印刷基板上来测定印刷基板上的温度。
输入电压检测机构26如图2(b)所示，具备观测输入电压Vin、并将输入电压Vin变换为规定的模拟电压的电压变换电路26a、和将该模拟电压变换为作为数字信号的输入电压信号并输出的A/D变换电路26b。另外，电压变换电路26a是将输入电压Vin电阻分压的分压电路、或将在设在变压器T1中的第3线圈中产生的电压变换为与输入电压成比例的电压的电路等、适当设定的电路。这里，也可以如后者的例子那样，是间接地观测输入电压Vin的电路。
输出电压检测机构28如图2(c)所示，具备观测输出电压Vout、将输出电压Vout变换为规定的模拟电压的电压变换电路28a、和将该模拟电压变换为作为数字信号的输出电压信号并输出的A/D变换电路28b。另外，电压变换电路28a是将输出电压Vout电阻分压的分压电路、或将在设在变压器T1中的第3线圈中产生的电压变换为与输出电压成比例的电压的电路等、适当设定的电路。这里，也可以如后者的例子那样，是间接地观测输出电压Vout的电路。
电流控制脉冲发生机构32例如使用通用的数字处理器(个人计算机)构成。电流控制脉冲发生机构32如图1所示，具备目标值设定部32a、运算部32b及脉冲生成部32c。目标值设定部32a基于上述温度信号、输入电压信号及输出电压信号，向运算部32b输出目标值C。另外，当温度信号、输入电压信号及输出电压信号等没有被从外部输入的时候，基于预先固定地存储的温度信号既定值、输入电压信号既定值、以及输出电压信号决定目标值C。
运算部32b基于目标值C进行运算处理，决定设置值B，将该设置值B和预先固定地设定的设置值A向脉冲生成部32c输出。
脉冲生成部32c如图3所示，由产生时钟信号的时钟电路c1、计数器c2、c3、和输出波形生成部c4构成。如图4的时序图所示，计数器c2、c3的初始值都是零，同步于时钟电路c1的时钟信号进行计数增动作。计数器c2被赋予设置值A，如果计数数达到设置值A则将计数数复位为零，再次从零开始计数增动作，重复该一系列的动作。计数器c3被赋予比设置值A小的设置值B，如果计数数达到设置值B，则将计数数复位为零，计数增停止。并且，如果计数器c2被复位，则与其同步而再次从零开始计数增动作，重复该一系列的动作。输出波形生成部c4监视计数器c2、c3的动作，当计数器c3计数增时输出高电平电压，当计数器c3的计数增停止时输出低电平电压，输出脉冲宽度调制后的波形。例如，如果设时钟电路c1的时钟频率为Fck、设置值A＝1000、设置值B＝500，则输出波形生成部输出周期T＝1000/Fck、高电平的占空比为0.5的矩形波，根据设置值A和设置值B数字地设定脉冲宽度，通过控制它而进行脉冲宽度调制。
在开关电源装置10中，开关频率为500kHz，电流控制脉冲发生机构32从防止与开关频率的频率干涉等的观点出发而设定为，例如以约10kHz的一定的频率进行脉冲宽度调制。因而，从运算部32b设定对应于约10kHz的一定的设置值A。进而，运算部32b基于根据来自温度检测机构24、输入电压检测机构26、输出电压检测机构28等的信息而变化的目标值C决定设置值B，输出给脉冲生成部32c，脉冲生成部32c基于设置值B使进行计数器c3的复位的计数值变化。这样，电流控制脉冲发生机构32生成脉冲宽度调制后的规定的电流控制脉冲电压Vc，向后段的脉冲平滑化电路34输出。
脉冲平滑化电路34如图1所示，当电流控制脉冲电压Vc为高电平时经由电阻R1对电容器C1进行充电，当低电平时经由电阻R1将电容器C1的电荷放电。由此，在电容器C1的两端产生的平滑化电压Vb大致为直流电压，如果电流控制脉冲电压Vc的高电平的占空比(on·Duty)变大则上升，如果高电平的占空比变小则下降。
电流检测电路38如图1所示，是插入在流过开关电流Isw的路径中的电流检测电阻R0。在开关电源装置10中，开关电流Isw是重复大致梯形状的脉冲电流，如果利用变压器T1的1次侧线圈N1及2次侧线圈N2表示其峰值Iswp与输出电流Iout的关系，则为Iswp≈(N2/N1)×Iout。即，在电流检测电阻R0上产生的电流检测电压V(R0)的峰值为与输出电流Iout大致成比例的值。这样，在开关电源装置10中，通过经由电流检测电路38观测开关电流Isw来检测输出电流Iout。另外，当流过输出电流Iout时，电流检测电压V(R0)在连接到开关元件TR1的源极端子上的一侧为高电位的方向上产生。电流检测电路38的输出，其为高电位的端子连接在脉冲平均化电路34的接地上。
电流限制信号生成电路36如图1所示，将根据平滑化电压Vb而变化的基准电压Vr与电流检测电压V(R0)用比较器CP1比较，当电流检测电压V(R0)比基准电压Vr低时，即当开关电流Isw比规定的值小时，输出高电平。反之，当电流检测电压V(R0)比基准电压Vr高时，即当开关电流Isw比规定的值大时，输出低电平。此外，平滑化电压Vb与基准电压Vr的关系构成为，如果平滑化电压Vb上升则基准电压Vr也上升，反之如果平滑化电压Vb下降则基准电压Vr也下降。
驱动脉冲生成电路18如图5所示，具备生成锯齿波电压V(osc)的锯齿波产生电路18b、和在反转端子中被输入锯齿波电压V(osc)、在非反转端子中被输入从作为误差放大电路16的输出的端子a1输入的输出电压控制信号V(vol)的比较器CP11。还具备由被输入比较器CP11的输出信号和从端子a2输入的电流控制信号V(cur)的与非电路NAND11、和在复位端子R中被输入与非电路NAND11的输出信号、在置位端子S中被输入信号发生器OS11产生的触发信号、输出端子Q连接在驱动脉冲生成电路18的端子a0上的周知的置位-复位-触发器FF11(以下称作RS-FF11)构成的信号选择电路18a。并且，RS-FF11的输出端子Q输出的信号成为驱动开关元件TR1的驱动脉冲Vg，经由端子a0被输入到作为开关元件TR1的驱动端子的栅极中。
锯齿波产生电路18b具备电压一定的直流电源Vcc11、一端连接在直流电源Vcc11上的充电电阻R11、连接在该充电电阻R11的另一端与接地之间的定时器电容器C11、连接在定时器电容器C11的两端上的复位端子S11、和控制复位端子S11的振荡器OS11，输出在定时器电容器C11的两端产生的电压V(osc)。
振荡器OS11产生脉冲状的触发脉冲。该触发脉冲是周期一定的重复脉冲，是决定开关元件TR1的开关频率和开关元件TR1的开启的定时的脉冲。此外，复位元件S11起到如下作用：如果被输入触发脉冲则将定时器电容器C11的两端短路、瞬间成为开放状态、持续该开放状态直到被输入下个触发脉冲。
这样构成的驱动脉冲生成电路18如以下这样动作。首先，锯齿波发生电路18b被从振荡器OS11输入脉冲，复位元件S11将定时器电容器C11的两端短路，电荷被放电，成为V(osc)≈0。进而，复位元件S11在瞬间成为开放状态，通过经由充电电阻R11充电的充电电流将定时器电容器C11充电，V(osc)上升。此时，充电电阻R11与定时器电容器C11的串联电路具有的时间常数与触发脉冲的周期相比被设定为充分大的值，所以V(osc)以大致一定的斜率直线地上升。然后，如果被输入下个脉冲，则复位元件S11短路，重复上述动作。通过这样的动作，使定时器电容器C11的两端产生锯齿波电压V(osc)。
比较器CP11在输出电压控制信号V(vol)比锯齿波电压V(osc)高的情况下输出高电平，在反之的情况下输出低电平。对于与非电路NAND11的一个输入端子输入从端子a2输入的电流限制信号V(cur)，对另一个输入端子输入比较器CP11的输出信号。由此，如果来自比较器CP11的信号为低电平、或者电流限制信号V(cur)的任一个为低电平，则与非电路NAND11的输出为高电平。在RS-FF11中，通过输入到置位端子S中的振荡器OS11的脉冲状的触发脉冲，输出端子Q的输出成为高电平，从与非电路NAND11对复位端子R输入高电平，由此输出端子Q的输出反转为低电平。从RS-FF11的输出端子Q输出的信号是被输入到开关元件TR1的驱动端子中的驱动脉冲Vg。即，进行在输出端子Q输出高电平的期间中将开关元件TR1开启、在输出低电平的期间中将开关元件TR1关闭的动作。
接着，基于图6的时序图说明如上述那样构成的开关电源10的一系列的动作。首先，期间1是过电流保护电路不动作的期间。过电流设定值由电流控制脉冲发生机构32的目标值设定部32a决定的目标值控制。目标设定部32a设定了以温度检测机构24输出的温度信号、输入电压检测机构26输出的输入电压信号、和输出电压检测机构28输出的输出电压信号为参数的运算式，基于该运算式决定目标值。例如，在作为电路部件之一的双极晶体管的基极-发射极间产生的电压VBE的温度依存性对过电流设定值带来影响的情况下，其温度系数(约-2mV/℃)被加进运算式。此外，在输入电压Vin的变动对开关电流的峰值Iswp与输出电流Iout的大致比例关系带来不能忽视的影响的情况下，有关输入电压Vin的系数被加进运算式。此外，如果过电流保护电路动作，则如后述那样输出电压下降。在这样的输出电压的变动给开关电流的峰值Iswp与输出电流Iout的大致比例关系带来不能忽视的影响的情况下，有关输出电压Vout的系数被加进运算式。这样，基于开关电源装置10的使用状态及动作状态，目标值适当变化，基于此，电流控制脉冲电压Vc、平滑化电压Vb及基准电压Vr变化。结果，过电流设定值被自动调节。
在期间1中，由于输出电流Iout是过电流设定值以下的较小的值，所以电流限制信号生成电路36输出的电流限制信号V(cur)维持高电平，在驱动脉冲生成电路18的与非电路NAND11的一个输出端子中，持续地输入高电平的信号。因而，在RS-FF11的输出端子Q产生的驱动脉冲Vg成为与比较器CP11的输出信号相同的逻辑，如图6的时序图所示，将驱动脉冲Vg专门基于误差放大电路16输出的输出电压控制信号V(vol)来进行脉冲宽度控制。
这样，开关电源装置10控制开关元件TR1的驱动脉冲Vg的占空比，以使输出电压Vout与误差放大电路16内的基准电压Vref相等，输出电压Vout被保持为一定。此时，输出电压Vout如式(1)那样决定。
[式1]
$\mathrm{Vout}=\frac{N2}{N1}\mathrm{Vin}·\mathrm{duty}---\left(1\right)$
这里，N1：变压器T1的一次侧线圈，N2：变压器T1的2次侧线圈，T：开关周期，duty：开关元件TR1的占空比。
接着的期间2例如是载荷的电子设备低阻抗故障、输出电流Iout增加而过电流保护电路动作、基于开关电流Isw限制输出电流Iout以使其不超过过电流设定值的状态。
在该状态下，输出电压Vout下降，输出电压控制信号V(vol)上升。由此，输出电压控制信号V(vol)比锯齿波电压V(osc)高的期间变长，输出电压控制信号V(vol)总是比锯齿波电压V(osc)高。于是，比较器CP11的输出总是处于低电平，开关元件TR1总是开启，能够总是流过开关电流Isw。
另一方面，通过开关电流Isw的增大，在电流检测电路38的电流检测电阻R0上产生的电流检测电压V(R0)增大，作为电流限制信号生成电路36的比较器CP11的输出的电流限制信号V(cur)成为低电平。于是，与非电路NAND11的输入成为低电平，与非电路NAND11的输出从低电平变为高电平。由此，在电流限制信号V(cur)从高电平反转为低电平的定时，从与非电路NAND11对复位端子R输出复位信号。并且，RS-FF11的输出端子Q产生的驱动脉冲Vg在被输入其复位信号的定时从高电平反转为低电平，使开关元件TR1关闭。由此，输出电流Iout被限制以使其不超过过电流设定值，并且开关元件TR1的占空比变小，所以基于(1)式，输出电压Vout也下降。
另外，在此状态下，RS-FF11具有保持输出端子Q的状态直到置位端子S中被输入下个置位信号的性质。因而，如果输出端子Q成为低电平而开关元件TR1关闭，则不再流过开关电流Isw，电流限制信号V(cur)反转为高电平，但在到转移到下个周期为止的期间中，输出端子Q的状态(低电平)被保持，开关元件TR1维持关闭状态。另一方面，如果如上述那样输出电压Vout下降，则作为反转放大器的误差放大电路16饱和为高电平，输出电压控制信号V(vol)维持该高电平的饱和电压值。
因而，在RS-FF11的输出端子Q产生的驱动脉冲Vg同步于电流限制信号V(cur)反转为低电平的定时而反转为低电平，如图6的时序图所示，驱动脉冲Vg被专门基于电流限制信号生成电路36输出的电流限制信号V(cur)进行脉冲宽度控制。
这样，在开关电源装置10中，构成电流发生机构32的数字处理器只要是以10kHz左右的较低的频率动作的处理器就可以，能够使用低速时钟低成本的通用处理器实现智能性良好的开关电源装置。
此外，同时实时地监视开关电源装置10工作的使用状态及动作状态(环境温度、输入电压、输出电压的状态)、基于此将过电流设定值总是自动调节为规定的值，即使在万一载荷的电子设备成为异常状态时也能够防止烧毁事故等，能够提供较高的安全性。进而，作为构成电源电路的功率部件，即使不选择在额定电流及额定温度中过度地有富余的大型部件也能够确保开关电源装置自身的安全性，所以能够有利于开关电源装置的小型化、低成本化。
接着，基于图7至图9对本发明的开关电源装置的第二实施方式进行说明。另外，与上述开关电源装置10同样的结构赋予相同的标号而省略说明。首先，基于图7的整体电路图说明概要。开关电源装置50具有连接着直流的输入电源Ein、通过开关元件TR1的开启-关闭动作而产生交流电压V2的逆变器电路12、和将该交流电压整流平滑化而得到输出电压Vout的整流平滑电路14，输出电压Vout端子连接在载荷22上。输出电压Vout连接在反转放大器的误差放大电路16上，该反转放大器输出将输出电压Vout与规定的基准电压Vref的差分放大的输出电压控制信号V(vol)。还具备根据从误差放大电路16输出的控制电压V(vol)进行脉冲宽度调制、向开关元件TR1的驱动端子输出驱动脉冲Vg的驱动脉冲生成电路18。
此外，设有基于从后述的电流限制动作时间监视机构52输出的动作时间超过信号决定目标值的目标值设定部32a、进行基于该目标值的运算处理的运算部32b、和基于该运算结果产生用来控制输出电流的电流控制脉冲电压Vc的脉冲生成部54c的电流控制脉冲发生机构54。并且，电流控制脉冲发生机构54的输出连接在脉冲平滑化电路56的输入上。脉冲生成部54c在电源电压Vcc41与接地之间串联连接着开关元件S41和开关元件S42，两个开关元件的中点连接在脉冲平滑化电路56上。并且，该两个开关元件分别受运算部32b输出的信号控制。另外，脉冲生成部54c进行与上述开关电源装置10的脉冲生成部32c不同的动作。详细情况在后面叙述。
脉冲平滑化电路56用第一电阻R21和电容器C21构成积分电路，进而，二极管D21和第二电阻R22的串联电路与第一电阻R21并联连接。此时，二极管D21的阴极连接在电流控制脉冲发生机构54的输出端e0上。脉冲平滑化电路56的输出是产生平滑化电压Vb的电容器C21的两端，连接在后述的电流限制信号生成电路58上。
此外，在开关元件TR1的源极端子与输入电源Ein的负极端子间插入作为电流检测电阻R0的电流检测电路38，在其两端产生对应于流到电流检测电阻R0中的开关电流Isw的电压。该电流检测电阻R0的两端作为电流检测电路38的输出而连接在电流限制信号生成电路58上。
电流限制信号生成电路58具备一端连接在脉冲平滑化电路56的输出上的电阻R31、一端连接在电阻R31的另一端上的电阻R32、和集电极端子连接在电阻R32的另一端上、发射极端子连接在脉冲平滑化电路56的接地上的晶体管TR31，晶体管TR31的基极端子连接在电阻R31和电阻R32的中点上。进而，设有基极端子连接在晶体管TR31的集电极端子上、发射极端子连接在电流检测电阻R0的输入电源Ein的负极端子侧的晶体管TR32，集电极端子作为开路集电极而形成电流限制信号生成电路58的输出。另外，晶体管TR31、TR32是NPN晶体管。
驱动脉冲生成电路18是根据输入的电流限制信号V(cur)进行脉冲宽度调制、输出开关元件TR1的驱动脉冲Vg的电路，其输出连接在开关元件TR1的驱动端子上。
电流限制动作时间监视机构52具备由被输入误差放大电路16的输出和电流限制信号生成电路58的输出的比较器构成的第一比较机构52a。还具备通过该比较机构52a的输出信号控制动作的定时器电路52b、和由比较器构成的第二比较机构52c。比较机构52c构成为，如果比较机构52a的输出持续规定时间低电平，则代替在此之前输出的信号而产生动作时间超过信号，向电流控制脉冲发生机构54的目标值设定部32a输出。
接着，基于图7至图9，分别说明开关电源装置50的各电路块的结构和动作的详细情况。逆变器电路12、整流平滑电路14、误差放大电路16、驱动脉冲生成电路18、电流检测电路38与上述开关电源装置10同样，所以省略说明。
电流控制脉冲发生机构54例如使用通用的数字处理器(个人计算机)构成，如图7所示，具备目标值设定部32a、运算部32b及脉冲生成部54c。目标值设定部32a如果被从电流限制动作时间监视机构52输入动作时间超过信号，则基于该动作时间超过信号进行运算处理，决定目标值以使过电流设定值降低到规定的较低的值，输出给运算部32b。另外，当没有被从外部输入动作时间超过信号时，基于预先固定地存储的规定的既定值决定目标值。
运算部32b基于从目标值设定部32a输入的目标值进行运算处理，分别对脉冲生成部54c的开关元件S41、S42输出控制信号。脉冲生成部54c的接地侧的开关元件S42仅在从电流限制动作时间监视机构52输出了动作时间超过信号时起规定的期间开启，除此以外的期间总是表示关闭状态。当开关元件S42开启时，开关元件S41关闭。另一方面，当开关元件S42关闭时，进行反复开启-关闭的动作。
因而，在开关元件S42为关闭的期间，当开关元件S41为开启时，在输出端子e0产生高电平的电压(Vcc41)，当开关元件S41为关闭时，输出端子e0为浮(floating)状态，被从脉冲生成部54c电气地切离。此外，在开关元件S42为开启的期间，开关元件S41是关闭状态，输出端子e0为接地电位(低电平)。
脉冲平滑化电路56当脉冲生成部54c的输出端子e0为高电平时经由电阻R21对电容器C21缓缓地充电，平滑化电压Vb缓缓地上升。当输出端子e0为浮起时，电容器C21的电荷经由并联连接在电容器C21上的电路部分的放电通路缓缓地放电，平滑化电压Vb缓缓地下降。因而，如果电流控制脉冲发生机构54的输出端子e0为高电平的占空比变大，则平滑化电压Vb上升，反之，如果输出端子e0为高电平的占空比变小，则平滑化电压Vb下降。另外，在该实施方式的开关电源装置50中，由于电流限制信号生成电路58的输入侧阻抗兼起到上述放电通路(放電経路)的作用，所以不特别连接形成放电通路的专用电阻等。
另一方面，当输出端子e0为接地电位时，除了电阻R21以外还经由R22和二极管D21的串联电路将电容器C21的电荷急剧地放电，平滑化电压Vb急剧地下降。即，如果从电流限制动作时间监视机构52输出了动作时间超过信号，则能够使平滑化电压Vb急剧地下降，由此，能够高速地进行后述的过电流设定值的切换。
基于图8对电流限制信号生成电路58的动作进行说明。晶体管TR31在主动状态下动作，在基极-发射极间，产生通过基极-发射极间电流产生的电压VBE1。因而，流到电阻R31中的电流I31如式(2)那样表示。
[式2]
$I31=\frac{1}{R31}(\mathrm{Vb}-\mathrm{VBE}1)---\left(2\right)$
这里，如果晶体管TR31的电流放大率hFE足够大，则流到电阻R32中的电流I32与I31相等，在电阻R32中产生的电压Vr如式(3)那样表示。
[式3]
$\mathrm{Vr}=\frac{R32}{R31}(\mathrm{Vb}-\mathrm{VBE}1)---\left(3\right)$
由式(3)可知，在电流限制信号生成电路58中，能够通过平滑化电压Vb控制在电阻R32上产生的电压Vr，起到上述电流限制信号生成电路36中的基准电压Vr的作用。
此外，在晶体管TR31的集电极-发射极间产生的电压Vce1如式(4)那样表示。
[式4]
Vce1＝VBE1-Vr    (4)
此外，如果设对晶体管TR32的基极-发电极间施加的电压为Vbe2，在电流检测电阻R0中流过开关电流Isw，产生V(R0)的电压，则对Vbe2施加的电压如式(5)那样表示。
[式5]
Vbe2＝Vce1+V(R0)＝Vce1+Isw·R0(5)
这里，由晶体管TR31、TR32的基极-发射极间电流产生的电压VBE1和VBE2表示相同的特性，在设晶体管TR31和晶体管TR32能够开启的电压相等、是VBE的情况下，在电流检测电压V(R0)为等于基准电压Vr的值时为Vbe2＝VBE，晶体管TR32能够开启。例如，当开关电流Isw＝0时，如式(5)所示，施加在晶体管TR32的基极-发射极间的电压Vbe2比基极-发射极间的电压VBE低，所以不能开启。但是，如果开关电流Isw增加、电流检测电压V(R0)达到基准电压Vr，则施加在晶体管TR32的基极-发射极间的电压Vbe2达到TR32能够开启的基极-发射极间的电压VBE，能够开启。
这样，电流限制信号生成电路58具备根据平滑化电压Vb而变化的基准电压Vr。进而，将电流检测电压V(R0)和基准电压Vr经由晶体管TR31、TR32开启时的基极-发射极间电压进行比较，当电流检测电压V(R0)比基准电压Vr低时，即当输出电流Iout较小时，晶体管TR32的集电极端子输出高电平。反之，在电流检测电压V(R0)达到了基准电压Vr的情况下，即如果输出电流Iout达到规定的值，则输出低电平。
此外，平滑化电压Vb与基准电压Vr的关系构成为，如果平滑化电压Vb上升则基准电压Vr也上升，反之如果平滑化电压Vb下降则基准电压Vr也下降。另外，驱动脉冲生成电路18如图5所示，在连接电流限制信号生成电路58的输出的端子a2与电源电压Vcc11之间连接着上拉电阻R12，为对应于晶体管TR32的开放集电极式的输出的结构。
设在电流限制动作时间监视机构52中的比较机构52a被输入误差放大电路16输出的输出电压信号V(vol)、和电流限制信号生成电路58输出的电流限制信号V(cur)，在通常动作中，电流限制信号V(cur)较高而输出高电平，如果变得电流限制信号V(cur)较低则输出低电平。
定时器电路52b当比较机构52a输出低电平时复位元件TR51关闭，开始向定时器电容器C51的充电。并且，如果定时器电容器C51两端的电压变得比规定的基准电压Vrr高，则比较机构52c从这以前一直输出的高电平信号变为低电平，其作为动作时间超过信号向电流控制脉冲发生机构54的目标值设定部32a输出。
此外，由于当比较机构52a输出高电平时复位元件TR51开启，所以不进行向定时器电容器C51的充电，定时器电路52b不动作。
接着，基于图9的时序图说明如上述那样构成的开关电源50的一系列的动作。期间1是过电流保护电路不动作的期间。此外，期间2是通过第一过电流设定值而过电流保护电路动作中的期间。期间3是通过第二过电流保护设定值而过电流保护电路动作中的期间。这里，期间1及期间2的动作与上述开关电源装置10同样，所以省略说明。
如上所述，如果期间2开始，则在电流信号生成电路58的输出中产生的电流限制信号V(cur)比在误差放大电路16的输出中产生的输出电压信号V(vol)低的状态持续。这两个信号被输入到电流限制动作时间监视机构52的比较机构52a中，比较机构52a持续输出低电平。于是，该复位元件TR51通过比较机构52a输出的低电平的信号而从开启切换为关闭的状态。于是，从直流电源Vcc51经由充电电阻R51对定时器电容器C51充电电荷，定时器电容器C51两端的电压上升。通过比较机构52c将定时器电容器C51两端的电压与规定的基准电压Vrr进行比较，如果定时器电容器C51两端的电压变得比基准电压Vrr高，则在比较机构52c的输出中，代替这以前输出的数字信号而产生动作时间超过信号。期间2的长度设定为开关电源装置50能够对载荷供给峰值电流的时间的容许上限值Tmax，可以通过电源电压Vcc51、充电电阻R51、定时器电容器C51及基准电压Vrr适当设定。这样，电流限制动作时间监视机构52向电流控制脉冲发生机构54的目标值设定部32a输出通知第一过电流设定值的过电流保护的动作时间达到了容许上限值Tmax的信号。
电流控制脉冲发生机构54受目标值设定部32a决定的目标值控制。目标值设定部32a如果被输入动作时间超过信号，则将过电流设定值从第一设定值变更为第二设定值，所以基于动作时间超过信号运算并决定第二目标值。第二过电流设定值是考虑故障的电子设备等的安全性而设定的，所以第二设定值设定得比第一设定值小。并且，如果将第二目标值输入到运算部32b，则基于此，电流控制脉冲电压Vc的高电平的占空比变小，平滑化电压Vb下降，基准电压Vr下降，结果过电流设定值被变更为比第一设定值小的第二设定值，输出电流Iout被限制以使其不超过第二设定值。
进而，在开关电源装置50的情况下，为了将第一过电流设定值高速地切换为第二设定值，需要使平滑化电压Vb急剧地下降。所以，在脉冲生成部54c的开关元件S42、脉冲平滑化电路56中使用电阻R22与二极管D21的串联电路。在脉冲生成部54c不使用开关元件S42的情况下，电容器C21的放电通路的电阻值较大，所以平滑化电压Vb仅以平缓的速度下降。所以，仅在将第一过电流设定值切换为第二设定值的很短的时间中将开关元件S42开启，设置电阻值较小的电阻R22和二极管D21的放电通路。由此，如图9所示，能够使平滑化电压Vb急剧地下降，高速地进行过电流设定值的切换。
如以上说明，即使开关电源装置50的电流控制脉冲发生机构54由低速时钟的通用数字处理器构成，也能够实现充分的性能。此外，电流限制动作时间监视机构52也通过使用通用数字处理器构成，能够提高时间监视的精度。这样，在该实施方式的开关电源装置50中，能够不使用高性能且昂贵的数字处理器而便宜地提供具备智能性良好、精度较高的过电流保护电路的开关电源装置。
此外，通过对应于峰值电流流过的设备而高精度地控制第一、第二过电流设定值及过电流保护的动作时间，能够提供即使在万一载荷的电子设备成为异常状态时也防止烧伤事故等的、高安全性。进而，作为构成电源电路的功率部件，即使不选择在额定电流及额定温度中过度地有富余的大型部件也能够确保开关电源装置自身的安全性，所以能够有利于开关电源装置的小型化、低成本化。
接着，基于图10对作为本发明的第一实施方式的开关电源装置10的变形例的第三实施方式进行说明。这里，将作为电流检测电阻R0的电流检测电路38插入到整流平滑电路14的电容器Co的负极侧和载荷22的负极侧。在该实施方式的情况下，在电流检测电阻R0中流过输出电流Iout，所以与将流到开关元件TR1中的开关电流Isw作为代用特性而检测输出电流Iout的情况相比，能够更正确地检测输出电流Iout。另外，开关电流Isw是以开关频率重复的大致梯形状的脉冲电流，相对于此，输出电流Iout是直流电流或以较低速变动的电流，但关于作为开关电源装置整体的动作，与开关电源装置10是同样的，所以省略说明。
另外，本实施方式是适合于非绝缘型的开关电源装置等的形态。但是，即使是绝缘型的开关电源装置，只要在过电流保护电路中也能够确保电源装置的1次电路-2次电路间的绝缘，采用本实施例就没有任何问题。
接着，基于图11对作为本发明的第二实施方式的开关电源装置50的变形例的第四实施方式进行说明。这里，将作为电流检测电阻R0的电流检测电路38替换为使用变流器T2观测开关电流Isw的电流检测电路60。电流检测电路60的变流器T2的1次侧线圈T2a与开关元件TR1串联连接，在2次侧线圈上并联连接着整流二极管D61与电流检测电阻R0的串联电路，电流检测电阻R0的两端作为电流检测电路60的输出连接在电流限制信号生成电路58上。在此情况下，在电流检测电阻R0中，流过对开关电流Isw乘以变流器T2的匝数比的电流，输出对该电流再乘以R0的值的电流检测电压V(R0)。另外，在本变形例中，输出平滑化电压Vb的脉冲平滑化电路的接地也可以连接在TR32的发射极端子侧。在此情况下，通过将电流检测电压V(R0)设定为与平滑化电压Vb相比充分小的值，与上述开关电源装置50同样地动作。此外，在使用变流器T2的电路中，也与前面的第二实施方式的开关电源装置同样，也能够构成将脉冲平滑化电路的接地连接在TR31的发射极端子侧的电路。
接着，基于图12对作为本发明的开关电源装置的驱动脉冲生成电路18的变形例的第五实施方式进行说明。该实施方式的驱动脉冲生成电路62由于锯齿波发生电路62b的充电电阻R11连接在输入电压Vin上，所以锯齿波电压V(osc)上升的斜率与输入电压成比例地变化。由此，对输出电压的反馈控制加上对应于输入电压的变动的反馈控制，输出电压稳定化控制的高速响应性提高。
进而，在定时器电容器C11和充电电阻的中点插入产生与输入电压成比例的电压的电压发生元件Rb，将在定时器电容器C11上产生的电压和在电压发生元件Rb上产生的电压的合计值作为锯齿波电压V(osc)输入到比较器CP11中。由此，对应于输入电压Vin的直流电压被叠加在锯齿波电压V(osc)上，比较器CP11的延迟时间量被对应于输入电压Vin修正，改善了上述反馈控制特性，输出电压稳定化控制的高速响应性进一步提高。
此外，信号选择电路62a将被输入输出电压控制信号V(vol)的端子a1和被输入电流限制信号V(cur)的a2端子直接连结，使电路结构简单化。信号选择电路62a只要选择信号以在过电流检测时基于电流限制信号V(cur)的变动进行驱动脉冲Vg的脉冲宽度调制就可以。在使用信号选择电路62a的情况下，也进行与上述驱动脉冲生成电路18同样的动作。
但是，由于信号选择电路62a是将误差放大电路16的输出和第一实施方式的电流限制信号生成电路36或第二实施方式的电流限制信号生成电路58的输出直接连结的结构，所以在具备开关电源装置50的电流限制动作时间监视机构52的结构中不能使用。这是因为，电流限制动作时间监视电路52的比较机构52a不能检测到过电流保护的动作状态。因而，在使用信号选择电路62a的情况下，例如只要采用电流限制动作时间监视电路52的比较机构52a监视输出电压Vout、构成为当输出电压Vout下降到规定电压以下时输出低电平的方法就可以。由于输出电压Vout下降到规定的电压以下的状态可以看作是上述电流限制信号V(cur)按照开关频率反复产生低电平的状态、或低电平持续的状态，所以这是作为代用特性监视的方法。
进而，基于图13对作为本发明的开关电源装置的误差放大电路16的变形例的第六实施方式进行说明。误差放大器64具备将输出电压Vout变换为数字信号的A/D变换器64a、基于该数字信号产生控制脉冲的控制脉冲发生机构64b、和将该控制脉冲平滑化而输出输出控制信号V(vol)的脉冲平滑化电路64c。根据该误差放大器64，能够使用低速-低时钟频率的低成本的通用数字处理器构成误差放大电路16，能够实现低成本、智能性良好的开关电源装置。
接着，基于图14、图15，对作为本发明的开关电源装置的第七实施方式的、开关电源装置的驱动初期的初期设定方法的实施方式进行说明。首先，对图14的流程所示的各步骤进行说明。
步骤S81是对开关电源装置10供给输入电压而启动的处理。由此，在开关电源装置10中，开关元件进行开关动作而输出规定的输出电压Vout，被置于能够供给输出电流Iout的就绪状态。
步骤S82是将载荷装置连接在开关电源装置10的输出上、进行该载荷装置的设定以输出与希望的过电流设定值相等的输出电流Iout的处理。这里使用的载荷装置优选的是例如电流控制型的电子载荷装置。根据该电子载荷装置，不论输出电压Vout的状态如何，都能够控制载荷状态，以输出与过电流设定值相等的一定的输出电流Iout的电流。
步骤S83是改变设定在电流控制脉冲发生机构32具备的目标值设定部32a的运算程序中的规定的固定系数K、使对运算部32b输出的目标值连续地变化的处理。另外，如果连续地改变固定系数K，则产生输出电压Vout维持一定的区域、和连续变化的区域。
步骤S84是提取作为上述两个区域的边界点的固定系数边界值K(lim)的处理。
步骤S85是将提取出的固定系数边界值K(lim)作为该固定系数的设定值存储到运算程序中的处理。
基于图15(a)、图15(b)对以上说明的本实施方式的初期设定方法的动作进行说明。图15(a)是开关电源装置10的过电流保护特性的例子。当输出电流Iout较小时，将输出电压Vout通过误差放大电路16控制为规定的一定的值。如果输出电流Iout变大而达到过电流设定值，则通过电流限制信号生成电路36限制输出电流Iout，输出电压Vout也同时下降。这里，固定系数K的变化为过电流设定值的变化。如果固定系数K变化，则目标值运算电路决定的目标值变化，电流限制信号生成电路36的基准电压Vr变化，结果过电流设定值变化。本实施方式的初期设定方法是用来使用固定系数K将过电流设定值设定为希望的Iocp的方法。
在步骤S81中，设为开关电源装置能够进行输出电流供给的就绪状态。接着，在步骤S82中，将电子载荷装置的电流设定设定为希望的过电流设定值Iocp。此时，由于固定系数K是任意的值，所以如图15(b)所示，输出电压Vout表示怎样的值是不确定的。
设定在目标值设定部中的运算式可以例如如式(6)那样表示。
[式6]
C＝f(T24，V26，V28，K)(6)
C是目标值，T24是温度检测机构24的输出信号，V26是输入电压检测机构26的输出信号，V28是输出电压检测机构28的输出信号，K是固定系数，f是以它们为参数的规定的函数。固定系数K在使用通常开关电源装置10时固定为规定的值，在步骤S83中，使该固定系数K可变，由此作为使目标值连续变化的机构使用。
在步骤S83中，如果连续地改变固定系数K，则如图15(b)所示，产生输出电压Vout维持一定值的区域、和连续变化的区域。并且，进行提取作为这两个区域的边界点的固定系数边界值K(lim)的处理。
接着，在步骤S84中，将目标设定部的运算式的固定系数K固定地设定、存储到K(lim)中。由此，开关电源装置10的过电流特性被固定为图15(a)所示的K＝K(lim)时的特性，初始设定结束。
如以上说明，根据该实施方式的开关电源装置的控制特性的初期设定方法，例如即使因变压器T1的阻抗值、电流检测电路38的电流检测电阻R0的电阻值、电流限制信号生成电路的比较的精度等、构成电路的电子部件的特性的个体差异而发生过电流设定值的离差，也都能够调节为希望的过电流设定值。此时，不需要部件更换及半固定电阻器的调节等、复杂的硬件的调节作业，仅通过软件的处理就能够调节，自动化也较容易。
另外，本发明并不限于上述实施方式，在推挽方式、桥方式、回扫(flyback)方式、各种斩波方式等中也能够使用。
此外，电流限制动作时间监视电路也可以为使用构成电流控制脉冲发生机构的数字处理器监视输出电压Vout的方法。在温度检测机构、输入电压检测机构、输出电压检测机构中使用的A/D变换电路中也可以使用内置在数字处理器中的功能。除此以外，为了各运算处理而设定的运算式等只要是将该开关电源装置具有的动作特性及性质等可靠地数式化的运算式就可以，是通过工程电路网解析等导出的理论式、通过试验-实验等导出的实验式、或者将它们与经验法则复合的经验式等的哪种都可以。
进而，在上述初期设定方法中，也可以设定多个固定系数K，将一系列的步骤在不同的条件下进行多次。例如，也可以是第一固定系数K在周围温度25℃的环境下调节、第二固定系数K在周围温度50℃的环境下调节等。此外，也可以是第一固定系数K将输入电压设定为容许范围的最低值而进行调节、第二固定系数K将输入电压设定为容许范围的最高值而进行调节等。由此，将构成电路的电子部件的特性的个体差异的影响在不同的条件下多角性地排除，能够使开关电源装置的过电流特性更正确地与希望的特性一致。