[0002] 本申请要求于2010年12月23日提交的Leong等人的标题为“FIGURE 8 BALUN”的美国临时
专利申请号为61/426,969的权益和优先权，为了所有目的通过引用将其整体结合于此。
背景技术
[0003] 除非本文中另外指出，在本申请的背景技术部分中描述的方法不是本申请中
权利要求的
现有技术，并且并不因为包含在背景技术部分中而被认为是现有技术。
[0004] 平衡不平衡变换器(Baluns)是将关于地平衡的电
信号转换为关于地不平衡的
电信号的电学变换器。平衡不平衡变换器也可以转换关于地不平衡的电信号并且将该电信号转换为关于地平衡。
[0005] 平衡不平衡变换器通常包括两个电感器，其中每个电感器都由一组卷绕导体组成。如果
电流通过卷绕导体中的一组，那么多组卷绕导体感应地耦合。图1是常规的平衡不平衡变换器100的简化示图。平衡不平衡变换器100包括第一卷绕导体组105和第二卷绕导体组110。为了简化，图1中示出来自每个卷绕导体组105和110的一个卷绕导体。在卷绕导体组105中的每个卷绕导体都可以接近卷绕导体组110中的卷绕导体。常规平衡不平衡变换器通常易于因诸如其他电感器、其他平衡不平衡变换器等的附近
电路引入相对大量的串扰(即，干涉)。
[0006] 因此，将期望提供新的平衡不平衡变换器，其具有比常规的平衡不平衡变换器相对较低的串扰，并且当提供相同效率时具有比常规的平衡不平衡变换器较小的面积。
发明内容
[0007] 本文所述的
实施例一般涉及平衡不平衡变换器，并且更具体地涉及具有8字形形状的平衡不平衡变换器，与常规的平衡不平衡变换器相比，该8字形形状的平衡不平衡变换器提供等效功率转移，并且以相对常规平衡不平衡变换器较小的面积提供这样的功率传输。
[0008] 根据一个实施例，平衡不平衡变换器包括第一卷绕导体组，其包括第一回路部分和第二回路部分。第一回路部分和第二回路部分传导耦合，并形成第一8字形结构。平衡不平衡变换器进一步包括第二卷绕导体组，其包括第三回路部分和第四回路部分。第三回路部分和第四回路部分传导耦合，并形成第二8字形结构。第一回路部分和第三回路部分感应耦合。第二回路部分和第四回路部分感应耦合。
[0009] 根据具体实施例，第一卷绕导体组包括放置在第一回路部分和第二回路部分之间的一组传导交叉部分，并且传导链接第一回路部分和第二回路部分。
[0010] 根据另一具体实施例，第二卷绕导体组包括放置在第三回路部分和第四回路部分之间的另一组传导交叉部分，并且传导链接第三回路部分和第四回路部分。
[0011] 根据另一具体实施例，第一卷绕导体组包括放置在第一回路部分和第二回路部分之间的一组传导非交叉部分，并且传导链接第一回路部分和第二回路部分。
[0012] 根据另一具体实施例，第二卷绕导体组包括放置在第三回路部分和第四回路部分之间的另一组传导非交叉部分，并且传导链接第三回路部分和第四回路部分。
[0013] 根据另一具体实施例，第一卷绕导体组叠置在第二卷绕导体组上方。
[0014] 根据另一具体实施例，第一卷绕导体组的卷绕导体与第二卷绕导体组的卷绕导体交错。
[0015] 根据另一具体实施例，第一卷绕导体组的卷绕导体与第二卷绕导体组的卷绕导体叠置并交错。
[0016] 根据另一具体实施例，第一卷绕导体组中的卷绕导体的数目不匹配第二卷绕导体组的卷绕导体的数目。
[0017] 根据另一具体实施例，平衡不平衡变换器进一步包括在第一和第三回路部分中放置的另一平衡不平衡变换器；以及在第二和第四回路部分中放置的另一平衡不平衡变换器。
[0018] 根据另一具体的实施例，第一、第二、第三、和第四回路部分基本是圆形的。
[0019] 根据另一具体的实施例，第一、第二、第三、和第四回路部分基本是椭圆形的。
[0020] 根据另一具体的实施例，第一、第二、第三、和第四回路部分基本是矩形的。
[0021] 根据另一具体的实施例，第一、第二、第三、和第四回路部分每一个基本都包括线性部分。
[0022] 根据另一实施例，操作平衡不平衡变换器的方法包括定向形成第一8字形结构的第一卷绕导体组中的电流，并且从定向通过第一卷绕导体组中的电流在形成第二8字形结构的第二卷绕导体组中感应出电流，。该方法进一步包括从定向通过第一卷绕导体组的电流在第一卷绕导体组的第一8字形结构的第一回路部分中建立第一
磁场。该方法进一步包括从定向通过第一卷绕导体组的电流在第一卷绕导体组的第一8字形结构的第二回路部分中建立第二磁场；其中第一磁场和第二磁场是反向的。
[0023] 根据具体实施例，该方法进一步包括用第二磁场在第一卷绕导体组外的部分抵消第一磁场的一部分。
[0024] 根据具体实施例，该方法进一步包括从定向通过第二卷绕导体组的感应电流在第二卷绕导体组的第二8字形结构的第三回路部分中建立第三磁场。该方法进一步包括从定向通过第二卷绕导体组的感应电流在第二卷绕导体组的第二8字形结构的第三回路部分中建 立第四磁场。第三磁场和第四磁场是反向的。
[0025] 根据具体实施例，该方法进一步包括用第四磁场在第二卷绕导体组外的部分抵消第三磁场的一部分。
[0026] 根据具体实施例，该方法进一步包括经由第一抵消步骤和第二抵消步骤抑制与邻近电路结构的串扰。
[0027] 根据另一实施例，全差分功率
放大器包括第一
功率放大器核部和第二功率放大器核部，第一功率放大器核部包括具有定向跨第一和第二电感器的输出AC信号的第一和第二电感器，并且第二功率放大器核部包括定向跨第三和第四电感器的输出AC信号的第三和第四电感器。全差分功率放大器进一步包括平衡不平衡变换器，该平衡不平衡变换器包括具有第一回路部分和传导耦合至第一回路部分的第二回路部分的卷绕导体组。第一回路部分和第二回路部分形成第一8字形结构。第一回路部分被配置为将第一和第二电感器感应地耦合至平衡不平衡变换器。第二回路部分被配置为将第三和第四电感器感应地耦合至平衡不平衡变换器。
[0028] 根据具体实施例，全差分功率放大器进一步包括天线，该天线耦合至平衡不平衡变换器并且被配置为从平衡不平衡变换器接收AC信号用于传输。全差分功率放大器也可以包括天线，该天线耦合至平衡不平衡变换器并且被配置为从平衡不平衡变换器接收AC信号用于传输。
[0029] 下列详细说明和
附图提供了本发明的性质和优点的更详细理解。
附图说明
[0030] 图1是常规平衡不平衡变换器的简化示图；
[0031] 图2A是根据一个实施例的平衡不平衡变换器的简化示图；
[0032] 图2B是由第一卷绕导体组的第一回路和第二回路建立的磁场的简化示图，其中在第一和第二回路中的磁场方向相反；
[0033] 图3A是根据可替换实施例的平衡不平衡变换器的简化示图， 在该可替换实施例中平衡不平衡变换器的回路基本是椭圆形的；
[0034] 图3B是根据可替换实施例的平衡不平衡变换器的简化示图，在该可替换实施例中平衡不平衡变换器的回路基本是矩形；
[0035] 图3C是根据另一可替换实施例的平衡不平衡变换器的简化示图，在该可替换实施例中平衡不平衡变换器的一组回路沿着平衡不平衡变换器的延伸轴具有基本直线部分；
[0036] 图4是全差分功率放大器的简化示图，其中本文所述的平衡不平衡变换器实施例被配置为在用于将全
差分放大器的AC输出耦合至天线的
耦合器中使用；
[0037] 图5是根据一个实施例的被配置为将如图5中所示的全差分功率放大器的输出AC信号感应耦合至天线的平衡不平衡变换器的简化示图；
[0038] 图6是平衡不平衡变换器的简化示图，其中电感器基本包围平衡不平衡变换器的第一回路和第二回路的部分，由于平衡不平衡变换器的相互作用磁场从而降低在平衡不平衡变换器上的机械
力；以及
[0039] 图7是根据另一个实施例的平衡不平衡变换器的简化示图。
具体实施方式
[0040] 本文所述的实施例大体涉及平衡不平衡变换器，并且更具体地涉及具有8字形状的平衡不平衡变换器，与常规的平衡不平衡变换器相比，该8字形形状的平衡不平衡变换器提供等效功率转移，并且以相对常规平衡不平衡变换器较小的面积提供这样的功率传输。
[0041] 在下面描述中，为了解释的目的，提出许多示例和具体细节，以便提供本发明的实施例的全面理解。如权利要求所限定的特定实施例可以仅仅包括这些示例中的一些或全部特征，或者与如下所述的其他特征结合，并且特定实施例可以进一步包括本文所述的特征和概念的
修改和等价。
[0042] 图2A是根据一个实施例的平衡不平衡变换器200的简化示图。 平衡不平衡变换器200包括第一卷绕导体组205和第二卷绕导体组210。为了简单化，在图2A中示出来自第一卷绕导体组205的一个卷绕导体205a(图2A中被示为实线)，以及来自第二卷绕导体组210的一个卷绕导体210a(在图2A中被示为虚线)。第一卷绕导体组205可以包括输入
节点215和
输出节点220。第二卷绕导体组210可以包括输入节点225和输出节点230。
[0043] 平衡不平衡变换器200的下列叙述描述了卷绕导体组205中包括的卷绕导体205a，并且描述了卷绕导体组210中包括的卷绕导体210a。卷绕导体205a和卷绕导体210a的下列叙述可以应用于卷绕导体组205和210中包括的每个卷绕导体。具体地，卷绕导体
205a可以包括传导耦合至第二回路205c的第一回路205b，其中第一回路205b和第二回路
205c是邻近的。第一回路205b和第二回路205c可以在卷绕导体205a的中心部分205d处彼此交叉。由此，第一回路205b和第二回路205c可以基本形成“8字形”的结构。卷绕导体210a可以类似地包括传导耦合至第二回路210c的第一回路210b。第一回路210b和第二回路210c可以在卷绕导体210a的中心部分210d处彼此交叉。由此，第一回路210b和第二回路210c可以基本形成“8字形”的结构。中心部分205d和210d可以横向偏移，以便图2A中所示的卷绕导体205a和210a的交叉部分可以在不同
位置处交叉。根据可替换实施例，卷绕导体205a和210a的交叉部分可以叠置或者交错。根据可替换实施例，第一回路
205b和第二回路205c的中心部分205d没有交叉，并且第一回路210b和第二回路210c的中心部分210d没有交叉。
[0044] 为了方便，图2A中示出第一回路205b在第一回路210b的外侧，并且示出第二回路205c在第二回路210c的外侧。第一回路205b和210b以及第二回路205c和210c可以可替换地配置有
覆盖在第一回路210b上的第一回路205b以及覆盖在第二回路210c上的第二回路205c。
[0045] 根据一个实施例，卷绕导体组205在卷绕导体组210上方叠置。 叠置的卷绕导体组205和210提供相对低的插入损耗和相对高的感应耦合。根据可替换实施例，卷绕导体组205的卷绕导体与卷绕导体组210的卷绕导体彼此交错。由于卷绕导体组之间的寄生电容提供的电容，交错的卷绕导体提供相对低的次级谐振。次级谐振是平衡不平衡变换器200接收的AC信号的一次谐波(即基频)的较低次谐波和较高次谐波。叠置的卷绕导体组205和210可能在相对高的
频率处跨交叉电容器260上具有相对较高的次级谐振。根据一个实施例，卷绕导体组205和210两者叠置并交错。卷绕导体组205和210的叠置和交错提供了插入损耗和次级谐振的产生之间的折衷。
[0046] 图2B是由第一回路205b和第二回路205c建立的磁场的简化示图，其中第一和第二回路205b和205c中的磁场处于相反方向。为了方便，图2B中没有示出第一和第二回路210b和210c。例如，对于在卷绕导体组205中的电流流动方向，第一回路205b中的磁场方向可以是图2B的页面的平面朝外(如图2B所示，通常用圆圈内的点“☉”标明)，并且第二回路205c中的磁场的方向可以是图2的页面的平面朝内(如图2B所示，通常用圆圈内的叉 标明)。如本领域技术人员应当理解的，在第一回路205a和210a外部延伸的磁场也会与第二回路205b和210b的外部延伸的磁场方向相反。因为由第一回路205b建立的磁场与由第二回路205c建立的磁场反向，从平衡不平衡变换器200延伸的磁场趋向于相互抵消。反向磁场的抵消提供了，磁场具有用于在邻近电路结构中感应串扰(即，干涉)相对降低的
势能，邻近电路结构诸如电感器、其他平衡不平衡变换器等等。例如，与诸如图1中所示的常规平衡不平衡变换器相比，平衡不平衡变换器200可以提供与诸如另一个平衡不平衡变换器的邻近的电路结构相隔离的大约30dB的增益。图2B示出第一回路205b和第二回路205c的磁场，而第一回路210b和第二回路210c的磁场与之类似，但是与如图2B所示电流的流动方向相反。
[0047] 平衡不平衡变换器200进一步提供电感，其与常规平衡不平衡变换器的电感相匹配同时具有较小的面积。例如，平衡不平衡变换器200可以提供基本与常规平衡不平衡变换器的电感相匹配的电感，而同时具有小于常规平衡不平衡变换器的面积大约1.6倍至1.7倍的面积。因此，对于诸如集成电路的应用，平衡不平衡变换器200可以消耗比常规平衡不平衡变换器更加少的模面积。
[0048] 尽管图2中示出第一回路205b和210b以及第二回路205c和210c基本是圆形的，但是根据可替换实施例可以可替换地加工卷绕导体组205和210的第一回路和第二回路的形状。图3A是根据可替换实施例的平衡不平衡变换器250的简化示图，其中第一回路205b和210b以及第二回路205c和210c基本是椭圆形的。图3B是根据可替换实施例的平衡不平衡变换器260的简化示图，其中第一回路205b和210b以及第二回路205c和210c基本是椭圆形的。应当注意，图3A中所示的椭圆形回路的长轴从图3B中所示的椭圆形回路的长轴旋转大约九十度。图3C是根据另一个可替换实施例的平衡不平衡变换器270的简化示图，其中第一回路205b和210b以及第二回路205c和210c沿着平衡不平衡变换器270的延伸轴290具有基本直线部分280和285。尽管平衡不平衡变换器200被描述为包含8字形的卷绕导体组205和210，但是可替换的平衡不平衡变换器实施例可以包括耦合至卷绕导体组205或者卷绕导体组210的更多卷绕导体组。这种平衡不平衡变换器很可能出现三个、四个、或更多的相邻的传导耦合的卷绕导体组回路。根据本文所述的各种实施例，第一卷绕导体组205中的卷绕导体的数目可能与第二卷绕导体组210中的卷绕导体的数目相匹配。可替换地，第一卷绕导体组205中的卷绕导体的数目可以与第二卷绕导体组210中的卷绕导体的数目不相同。
[0049] 图4是感应耦合至耦合器505的全差分功率放大器500的简化示图，其中全差分功率放大器500包括一组电感器515。耦合器505可以经配置从而将全差分功率放大器500的输出感应地耦合至天线 510。如下面将更详细描述的，本文所述的平衡不平衡变换器可以经配置为被包括在耦合器505和第一全差分放大器500中，用于将耦合器505感应地耦合至全差分功率放大器500。诸如全差分功率放大器500的功率放大器通常经配置从而接收诸如RF信号的AC信号，并且升高所接收的AC信号的功率。全差分功率放大器可以被包括在许多移动装置中，诸如
移动电话、计算机(诸如便携式计算机、
平板电脑等等)、
个人数字助理等等。经功率放大后的AC信号可以定向通过移动装置的天线用于传输。
[0050] 全差分功率放大器500包括第一功率放大器核部300a(在图4中大体由虚线围绕)和第二功率放大器核部300b(在图4中也大体由虚线围绕)。用于标识第一功率放大器核部300a的电路元件的相同编号系统被用于标识第二功率放大器核部300b的基本相同的电路元件，其中用于第二功率放大器300b的编号已准备好。第一和第二功率放大器核部300a和300b具有基本类似的电路并且具有基本类似的电路布置。因此，详细描述第一功率放大器核部300a，而没有描述第二功率放大器核部300b。第一功率放大器核部300a的描述适用于第二功率放大器核部300b。
[0051] 第一功率放大器核部300a包括推挽式晶体管对305和310(称为晶体管305和310)。第一功率放大器核部300a进一步包括在晶体管305和第一电感器315之间放置的晶体管405，并且第一功率放大器核部300a包括在晶体管310和第二电感器320之间放置的晶体管410。晶体管405和410在本文中有时被称为第二推挽式晶体管对。
[0052] 晶体管305和405分别可以具有共源、共地配置的级联配置。更具体地，晶体管405的源极405b可以耦合至晶体管305的漏极305c，并且晶体管405的漏极405c可以耦合至第一电感器315的第一端，其中第一电感器315的第二端耦合至
电压源Vdd。晶体管
405的栅极405a可以接地等等，从而相对强地导通晶体管405。
[0053] 晶体管310和410分别可以类似地为具有共源、共地配置的级 联配置。更具体地，晶体管410的源极410b可以耦合至晶体管310的漏极310b，并且晶体管410的漏极410c可以耦合至第二电感器320的第一端，其中电感器320的第二端耦合至地。晶体管410的栅极410a可以接地等等，从而相对强地导通晶体管410。如本领域技术人员将理解的，晶体管的级联配置提供功率放大器400的
应力保护。根据一个实施例，栅极305a和310a是全差分功率放大器500的第一和第二输入350和355。
[0054] 第一功率放大器核部300a也可以包括第一和第二槽路电容器330和335。电容器330并联耦合至电感器315(即，以“槽路”配置)。槽路电容器330经配置从而调谐电感器
315的共振频率。槽路电容器335以槽路配置耦合至电感器320。槽路电容器335经配置从而调谐电感器320的共振频率。
[0055] 晶体管305、310、405、和310可以是金属
氧化物
半导体场效应晶体管(MOSFET)、
双极结型晶体管(BJT)、或者其他晶体管类型。根据一个实施例，晶体管305和405是nMOS晶体管，其中晶体管405具有漏极405c(有时称作漏区)，漏极405c耦合至电感器315的第一端，其中电感器315的第二端耦合至电压源Vdd。第一输出节点(Vout1)347a被放置在漏极405c和电感器315的第一端之间。晶体管305的源极305b可以被耦合至第三电感器340的第一端，其中第三电感器340的第二端耦合至地。为了方便解释具体实施例，本文描述晶体管305、310、405、和410的源极和漏极的具体配置。如本领域技术人员将会理解的，功率放大器的可替换实施例可以包括晶体管305和310的源极和漏极的可替换配置。如本领域技术人员进一步理解的，源极和漏极在本文中有时被称为源极-漏极节点。
[0056] 根据一个实施例，晶体管310和410是pMOS晶体管，其中晶体管410包括耦合电感器320的第一端的漏极410c，其中电感器320的第二端耦合至地。第二输出节点(Vout2)347b被放置在源极410c和电感器320的第一端之间。晶体管310的源极310c可以 被耦合至第四电感器345的第一端，其中第四电感器345的第二端耦合至电压电源Vdd。电感器315和320可以被认为是推挽式晶体管对305和310的各自的负载。
[0057] 如上面简要描述的，经由该组电感器515，耦合器505经配置从而将跨电感器315、320、315′、和320′的输出AC信号耦合至天线510。为了方便，所示的耦合器505包括该组电感器515，作为指示将跨电感器315、320、315′、和320′的输出AC信号至天线510的感应耦合的简化。如上面简要描述的，本文所述的平衡不平衡变换器实施例经配置从而将跨电感器315、320、315′、和320′的AC
输出信号耦合至天线510。
[0058] 图5是根据一个实施例的平衡不平衡变换器600的简化示图，其被配置为将全差分功率放大器500的输出AC信号感应耦合至天线510。平衡不平衡变换器600包括第一卷绕导体组205，其中第一回路205b感应地耦合至电感器315和320，并且第二回路205c感应地耦合至电感器315′和320′。电感器315和320可以被弯曲从而符合第一回路205b的回路形状，并且电感器315′和320′可以被弯曲从而符合第二回路205c的回路形状，以便电感器315和320、315′、和320′形成类似于第一卷绕导体组205的8字形形状的基本8字形形状。平衡不平衡变换器600可以包括电感器315、320、315′、和320′。第一卷绕导体组205可以将跨电感器315、320、315′、和320′的AC输出信号耦合至天线510，用于AC输出信号的传输。
[0059] 根据一个实施例，电感器315、320、315′、和320′可以被加工成型从而基本包围第一回路205b和第二回路205c的部分。图6是平衡不平衡变换器700的简化示图，其中电感器315、320、315′、和320′基本包围第一回路205b和第二回路205c的部分。
[0060] 图7是根据另一个实施例的平衡不平衡变换器800的简化示图。平衡不平衡变换器800基本类似于如上所述的平衡不平衡变换器600和平衡不平衡变换器700，但是不同在于平衡不平衡变换器800包括另外的第一平衡不平衡变换器200a和/或另外的第二平衡不平 衡变换器200b，其中平衡不平衡变换器200a和200b可以被放置在第一回路205b和第二回路205c中。根据本发明的实施例的“嵌套(Nesting)”平衡不平衡变换器，对于这些平衡不平衡变换器，可以在集成电路中有效利用空间。平衡不平衡变换器200a和200b可以每个都是如上所述的平衡不平衡变换器200，或可以是本文所述的其他平衡不平衡变换器实施例。平衡不平衡变换器200a和200b可以经配置用于感应耦合其他电路结构，诸如全差分功率放大器500的输入电感器组。尽管图5、6和7中所示的电感器315′和320′耦合至地，但是根据替换的实施例，电感器315′和320′可以耦合至AC地。
[0061] 结合可以如何实现本发明各方面的示例，上述描述说明了本发明的各种实施例。上述示例和实施例不应该被认为是唯一实施例，这些示例和实施例用于说明如下列权利要求书限定的本发明的灵活性和优点。基于上述本公开以及下列权利要求书，在不脱离权利要求书所限定的本发明的保护范围下，可以采用其他设置、实施例、实现过程、及等效物。
