技术领域
[0001] 本
发明涉及卫星定位导航接收机系统，具体来说涉及GPS系统中跟踪环路。本发明也支持其他卫星定位导航接收机系统诸如伽利略或者北斗，或者多模卫星定位接收机等。
背景技术
[0002] 卫星定位
导航系统使用多个卫星发送精确的导航
信号，使得接收机能够通过三
角定位法确定其当前
位置和速度。接收机估算信号从卫星到接收机的传输时间，然后计算出卫星的位置以及它们与接收机之间的距离。
[0003] GPS是由美国国防部开发的全功能全球定位导航系统。每颗卫星能够在L1(1575.72MHz)和L2(1227.6MHz)的频点上同时发送信号。L1信号承载导航信息和PRN(Pseudo Random Codes)码。L1的PRN码由同相支路上的C/A码和
正交支路上的P(Y)码组成。C/A码适用于民用，速率为1.023MHz,每毫秒包含1023码片。同相部分采用BPSK调制方式，数据率为50bps。
[0004] 一经收到导航信号，GPS接收机首先识别信号，产生与接收信号匹配的本地载波和码信号，并和接收信号保持同步以跟踪信号随时间的变化。信号捕获首先获得信号载波
频率和码
相位偏移的粗估计，然后信号跟踪用于获得进一步的精确估算。信号跟踪模
块包含两个部分：码跟踪环路连续调整本地参考信号以保证和接收PRN码对齐，相位跟踪环路用于同步接收的载波信号。一旦成功同步GPS信号，接收机估算出信号从卫星到接收机的传输时间。估算方法基于测量本地PRN码和接收PRN信号之间偏移量，然后接收机估算卫星和接收机之间的距离。如果获得四颗或者四颗以上的
卫星信号，接收机即可估算自身位置。
[0005] PRN码同步的精确程度和接收机伪距以及位置估算的精确度密切相关。通常码跟踪环路由数字延迟
锁定环(DLL，Delayed Locked Loop)实现，在DLL中，接收机生成码信号的本地超前复制码和滞后复制码，并将这两个本地复制码信号和接收信号做相关运算。数字DLL提供了灵活的全数字时间对准环路，此环路不需要反馈数据给接收机的模拟前端。
[0006] 然后，对于数字
电路，时间对准的精确度和接收机的抽样率有很大关联。在以前的数字DLL实现中，仅仅靠单纯的通过抽头延迟线控
制模块来控制本地复制码信号的平滑移位，以达到同步接收信号的要求。本地参考码是由本地时钟驱动，其
采样间隔限制了DLL在时间上的
分辨率。为了提高伪距估算的精确度，一种方法是提高接收信号的采样率，另一种方法是移位本地
过采样码信号。在这些方法中，
时间分辨率仍然受到采样率的限制，其主要缺点是在本地参考信号和接收信号做相关运算的时候，不能提供极细的时间分辨率(temporal resolution)。另外，当采样率很高的时候，电路实现的复杂度和成本会急速飙升。
[0007] 如图1所示，为
现有技术的GPS接收机100的跟踪环路系统结构图。GPS接收机100包含了一个天线101去接收GPS卫星信号，并馈送给射频前端102，一个下变频模块103把接收信号转换到中频，一个数模(A/D)转换模块104把
模拟信号转换成
数字信号，一个包含跟踪环路117的数字
信号处理模块实现接收信号的同步。
[0008] 跟踪环路模块117包含了相位跟踪环和码跟踪环，相位跟踪环用于跟踪接收信号的
载波频率和相位，而码跟踪环用于同步接收码信号。如图1所示，接收信号和本地载波信号相乘，可以将载波信号以及Doppler(多普勒)偏移从数字中频信号中剔除，产生同相和正交信号。本地载波信号由载波NCO114、sin(正弦)映射单元116和cos(余弦)映射单元115映射函数综合生成。
混频器105和混频器106产生的接收码信号送入相关器组107中，所述相关器组107中的相关器的数量为六个，分别和本地的超前E、即时P和滞后L三个复制码做相关运算。伪码(PN，pseudorandom noise)发生器108产生本地超前和滞后复制码。
[0009] 相关器组107将本地即时复制码和接收信号的相关输出送入载波鉴相器110中，计算出本地载波和接收信号的相位偏差。该相位偏差经过一载波环路
滤波器112和载波NCO(numerically controlled oscillator)114，以产生精确的载波信号。载波NCO114的输出被用来协助码NCO113产生本地复制码信号。GPS接收机中的载波跟踪环路由载波鉴相器110、
环路滤波器112、载波NCO114、sin映射单元116和cos映射单元115组成。
[0010] 数字延迟锁定环(DLL)是基于早-迟
门结构。相关器组107也产生本地复制码和接收信号的超前、滞后相关值。然后码鉴相器109产生本地码和接收码之间的码相位偏差。此相位偏差将依次被码环路滤波器111和码NCO113进一步处理后，用于控制PN码发生器108。
[0011] 图1所示的数字跟踪环路，其驱动时钟用来产生抽样脉冲。PN码发生器108由时钟驱动的移位来产生即时本地复制码，以保证和接收码对齐。超前和滞后本地复制码是即时本地码的超前和滞后版本，其偏移量是抽样间隔的整数倍。因此码相位偏移的分辨率依赖于时钟的抽样间隔。图2是一个实例图说明了在无噪声条件下，码鉴相器109输出和码相位偏移(Chip)的对应关系。五个可能的复制码相位偏移标记为点21、22、23、24和25，其抽样率为4.092MHz。在图2中，点21、22、23、24和25分别对应了复制码超前1/2、超前1/4、即时、滞后1/2和滞后1/4。
[0012] 图3是接收信号和本地复制码之间的码相位偏移实例图。全偏移量306可以被划分成整数基量301和小数偏移量302。整数基量301是整数偏移量，测量的是每一
帧中本地复制码的第一个样点303和接收信号的起始样点305之间的整数偏移量，以抽样脉冲数的倍数。小数偏移量302是指每一帧中接收信号的起始样点305到本地即时复制码的第二样点304之间的时间偏移量。
发明内容
[0013] 本发明的目的在于提出一种用于卫星定位导航接收系统的数字非整数跟踪环路，其能解决接收机需使用高采样率的问题。
[0014] 为了达到上述目的，本发明所采用的技术方案如下：
[0015] 一种用于卫星定位导航接收系统的数字非整数跟踪环路，其包括第一混频器、第二混频器、相关器组、码鉴相器、码环路滤波器、PN码发生器、载波鉴相器、载波环路滤波器、载波NCO、sin映射单元和cos映射单元，第一混频器和第二混频器的输出端与相关器组的第一输入端连接，相关器组的第一输出端通过码鉴相器与码环路滤波器连接，相关器组的第二输出端通过载波鉴相器与载波环路滤波器连接，相关器组的第二输入端与PN码发生器的输出端连接，第一混频器的第一输入端与sin映射单元的输出端连接，第二混频器的第一输入端与cos映射单元的输出端连接，sin映射单元的输入端和cos映射单元的输入端均与载波NCO的输出端连接，其还包括小数内插滤波器、第一加法器、校准控制单元、比例因子单元、相位调整器和第二加法器；
[0016] 其中，载波环路滤波器输出的相位偏移量乘上比例因子单元提供的比例因子再通过第一加法器与码环路滤波器输出的码相位偏移量相加得到码相位偏差量；
[0017] 所述校准控制单元，用于根据所述码相位偏差量和公式一计算出整数偏移量和小数偏移量；所述公式一为：r(n)＝r(n-1)+e(n)、p(n)＝LINT[r(n)]和σ(n)＝r(n)-|p(n)|，e(n)为码相位偏差量，r(n)为第n帧的码偏移量，p(n)为整数偏移量，σ(n)为小数偏移量，-1≤σ(n)≤1；
[0018] 所述小数内插滤波器，用于根据所述小数偏移量对一接收信号进行内插后输出至第一混频器和第二混频器；
[0019] 所述PN码发生器，用于根据所述整数偏移量产生超前、即时和滞后本地复制码；
[0020] 所述相位调整器，用于根据所述小数偏移量和公式二计算出相位调整量；所述公式二为：y(n)＝σ(n)-σ(n-1)，y(n)为相位调整量；
[0021] 所述第二加法器，用于将所述相位调整量和载波环路滤波器输出的相位偏移量进行加法运算，并将运算结果输出至所述载波NCO。
[0022] 优选的，所述小数内插滤波器为Farrow结构的多项式滤波器。
[0023] 所述小数内插滤波器的公式为：
[0024]
[0025] 其中，λ为小数偏移量，Y(λ)为
输出信号，i(n)为校准控制单元输出的信号，滤波器系数Cm(n)为：
[0026] C-1(n)＝[-1/6，1/2，-1/3，1]，
[0027] C0(n)＝[1/2，-1，-1/2，1]，
[0028] C1(n)＝[-1/2，1/2，1，0]，
[0029] C2(n)＝[1/6，0，-1/6，0]。
[0030] 优选的，所述PN码发生器包括一个存储PN码样点的缓存器和一个基于整数偏移量对PN码样点进行循环移位的循环移位器；所述循环移位器根据公式(1a)和公式(1b)产生每帧的即时本地复制码；
[0031]
[0032]
[0033] 其中，R(t)为即时的本地复制码，C(*)为PN码样点，N和t为PN码样点的序号。
[0034] 本发明具有如下有益效果：
[0035] 通过内插接收信号，从而实现极细的时间分辨度，以及保持低采样率。
附图说明
[0036] 图1为现有技术的GPS接收机中的跟踪环路结构示意图；
[0037] 图2为码鉴相器输出对码相位偏移量的对应关系图；
[0038] 图3为接收信号和本地复制码之间的码相位偏移关系图；
[0039] 图4为本发明较佳
实施例的数字非整数跟踪环路的结构示意图；
[0040] 图5为PN码发生器结构示意图；
[0041] 图6为码同步操作的一个具体实例。
具体实施方式
[0042] 下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述。
[0043] 结合图3和图4所示，一种用于卫星定位导航接收系统的数字非整数跟踪环路，其包括第一混频器402、第二混频器403、相关器组404、码鉴相器405、码环路滤波器406、PN码发生器409、载波鉴相器408、载波环路滤波器407、载波NCO413、sin映射单元411、cos映射单元410、小数内插滤波器401、第一加法器415、校准控制单元412、比例因子单元416、相位调整器414和第二加法器417。所示相关器组404由六个相关器构成。
[0044] 第一混频器402和第二混频器403的输出端与相关器组404的第一输入端连接，相关器组404的第一输出端通过码鉴相器405与码环路滤波器406连接，相关器组404的第二输出端通过载波鉴相器408与载波环路滤波器407连接，相关器组404的第二输入端与PN码发生器409的输出端连接，第一混频器402的第一输入端与sin映射单元411的输出端连接，第二混频器403的第一输入端与cos映射单元410的输出端连接，sin映射单元411的输入端和cos映射单元410的输入端均与载波NCO413的输出端连接。码环路滤波器406的输出端与第一加法器415的第一输入端连接，相位环路滤波器407的输出端通过比例因子单元416与第一加法器415的第二输出端连接，第一加法器415的输出端与校准控制单元412的输入端连接，校准控制单元412的整数输出端与PN码发生器409的输入端连接，小数内插滤波器401的第一输入端用于接入接收信号，小数内插滤波器401的第二输出端和相位调整器的输入端均与校准控制单元412的小数输出端连接，混频器402的第二输入端和混频器403的第二输入端均与小数内插滤波器401的输出端连接，相位调整器414的输出端与第二加法器417的第一输入端连接，相位环路滤波器407的输出端与第二加法器417的第二输入端连接，第二加法器417的输出端与载波NCO413的输入端连接。
[0045] 其中，载波环路滤波器407输出的相位偏移量乘上比例因子单元416提供的比例因子再通过第一加法器415与码环路滤波器406输出的码相位偏移量相加得到码相位偏差量。
[0046] 比例因子为Rc/fc，其中Rc为加上了Doppler频率的扩频码率，fc为载波频率。
[0047] 所述校准控制单元412，用于根据所述码相位偏差量和公式一计算出整数偏移量301和小数偏移量302，以完成接收信号和本地复制码之间的非整数码相位偏移的修正和同步。所述公式一为：r(n)＝r(n-1)+e(n)、p(n)＝LINT[r(n)]和σ(n)＝r(n)-|p(n)|，|·|表示取绝对值，LINT[·]表示取值的整数部分，e(n)为码相位偏差量，r(n)为第n帧的码偏移量，p(n)为整数偏移量，σ(n)为小数偏移量，-1≤σ(n)≤1。
[0048] 所述小数内插滤波器401，用于根据所述小数偏移量302对所述接收信号进行内插后输出至第一混频器402和第二混频器403，以完成小数偏移的校正。
[0049] 所述PN码发生器409，用于根据所述整数偏移量301产生超前(E)、即时(P)和滞后(L)本地复制码。
[0050] 所述相位调整器414，用于根据所述小数偏移量302和公式二计算出相位调整量，以补偿内插带来的相位偏移。所述公式二为：y(n)＝σ(n)-σ(n-1），y(n)为相位调整量。
[0051] 所述第二加法器417，用于将所述相位调整量和载波环路滤波器407输出的相位偏移量进行加法运算，并将运算结果输出至所述载波NCO413，以使所述载波NCO413产生精确的载波信号。
[0052] 本实施例的小数内插滤波器401为Farrow结构的多项式滤波器。
[0053] 多项式滤波器由M个并行FIR
滤波器组成，第m支路的输出先乘以σm再求和。在实现例子中，此滤波器可以是piecewise-parabolic内插器，也可以是cubic Lagrange内插器。这两种内插器均可以通过Farrow结构来实现。如采用cubic Lagrange内插器，其内插器公式为：Y（λ）＝Σmλm[∑nCm(n)i(n)]。
[0054] 其中，λ为小数偏移量，Y(λ）为输出信号，i(n)为校准控制单元输出的信号，滤波器系数Cm(n)为：
[0055] C-1(n)＝[-1/6，1/2，-1/3，1]，
[0056] C0(n)＝[1/2，－1，－1／２，1］，
[0057] Ｃ１（n）＝[-1/2，1/2，1，0]，
[0058] C2(n)＝[1/6，0，-1/6，0]。
[0059] 如图5所示，本实施例的PN码发生器409包括一个存储1ms PN码样点的缓存器501和一个基于整数偏移量301对PN码样点进行循环移位的循环移位器502。所述循环移位器502根据公式(1a)和公式(1b)产生每帧的即时本地复制码。
[0060]
[0061]
[0062] 其中，R(t)为即时的本地复制码，C(*)为PN码样点，N和t为PN码样点的序号，即图5中的缓存器501的C(1)、C(2)……C(N)。
[0063] 图6举例说明了非整数DLL是如何生成即时本地复制码以及内插接收信号的。整个码偏移量601被划分成整数偏移量602和小数偏移量603。第n帧的接收信号样点605经过内插形成一组新样点606。循环移位器502基于整数偏移量602产生即时本地复制码604。新样点606和本地载波信号相乘产生同相和正交基带信号。这些基带信号经过相关器组404得到即时相关值。
[0064] 简而言之，本实施例的方案为：接收信号和本地复制码之间的相位偏移量可以划分为整数偏移量和小数偏移量两个部分，接收的中频无线信号首先通过一个Farrow结构的滤波器做分数型内插，然后再移除信号中载波分量。假如存在一个整数偏移量，那么本地复制码按照此整数偏移量做平滑移位。本地复制码的早迟副本分别和被内插的接收信号做相关运算。
[0065] 本实施例的码跟踪环路能够完成接收信号和本地复制码之间的非整数码相位偏移的修正和同步，载波跟踪环路能够补偿内插带来的相位偏移。
[0066] 总结而言，本实施例提出一种用于GPS接收机的新型数字跟踪环路架构，同时这种架构也可以适用于其他同类型的卫星定位导航系统。通过内插接收信号，从而实现极细的时间分辨度，内插滤波器是采用Farrow结构的多项式滤波器，主要优点是：达到极细时间分辨率以及保持低采样率。
[0067] 对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及
变形，而所有的这些改变以及变形都应该属于本发明
权利要求的保护范围之内。
