直接驱动波形放大器
阅读：206发布：2020-05-12
专利汇可以提供直接驱动波形放大器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了一种 直接驱动 波形 放大器 ，生成了类似于 低 电压 输入波形的高电压波形。高电压波形为直接施加于装置的一连串脉冲。误差 信号 控制脉冲的 频率 、幅度和持续时间。将从高电压波形中得到的反馈信号与输入波形进行比较以产生误差信号。，下面是直接驱动波形放大器专利的具体信息内容。
1.一种用于驱动负载的直接驱动波形发生器，所述发生器包括：
电感式升压电路，耦接至输出端子并且具有充电控制输入；
放电电路，耦接至所述输出端子并且具有放电控制输入；
反馈电路，耦接至所述输出端子；以及
控制电路，具有波形输入、耦接至所述反馈电路的输入、耦接至所述充电控制输入的第一输出和耦接至所述放电控制输入的第二输出；
其中，所述控制电路至少部分地基于从所述反馈电路接收的信号和供应给所述波形输入的波形的斜率来在所述第一输出或所述第二输出上产生脉冲调制信号，以生成与所述波形成比例的高电压波形。
2.根据权利要求1所述的直接驱动波形发生器，其中，所述控制电路还包括确定所述波形的所述斜率是正还是负的斜率检测器。
3.根据权利要求1所述的直接驱动波形发生器，其中，当所述波形的所述斜率为负时抑制所述第一输出上的脉冲。
4.根据权利要求1所述的直接驱动波形发生器，其中，当所述波形的所述斜率为正时抑制所述第二输出上的脉冲。
5.根据权利要求1所述的直接驱动波形发生器，其中，所述控制电路为数字的。
6.根据权利要求5所述的直接驱动波形发生器，其中，所述控制电路包括差分放大器，所述差分放大器具有输出、耦接至所述波形输入的一个输入和耦接至所述反馈输入的一个输入。
7.根据权利要求1所述的直接驱动波形发生器，其中，所述控制电路是模拟的。
8.根据权利要求7所述的直接驱动波形发生器，其中，所述控制电路包括耦接至所述充电控制输入的第一电压控制振荡器和耦接至所述放电控制输入的第二电压控制振荡器。
9.一种用于驱动负载的直接驱动波形发生器，所述发生器包括：
电感式升压电路，耦接至输出端子并且具有充电控制输入；
放电电路，耦接至所述输出端子并且具有放电控制输入；
反馈电路，具有反馈输入，所述反馈电路包括耦接在所述反馈输入与参考电压之间的电容装置；以及
控制电路，具有波形输入、耦接至所述反馈电路的输入、耦接至所述充电控制输入的第一输出和耦接至所述放电控制输入的第二输出；
其中，所述控制电路至少部分地基于从所述反馈电路接收的信号在所述第一输出或所述第二输出上产生脉冲调制信号，以生成与所述波形输入上的所述波形成比例的高电压波形。
10.根据权利要求9所述的直接驱动波形发生器与所述负载结合。
11.根据权利要求10所述的直接驱动波形发生器，其中，所述负载耦接在所述输出端子与所述反馈输入之间。
12.根据权利要求9所述的直接驱动波形发生器，其中，所述负载具有第一阻抗并且所述电容元件具有小于所述第一阻抗的第二阻抗。
13.根据权利要求12所述的直接驱动波形发生器，其中，所述控制电路还包括确定所述波形的所述斜率是正还是负的斜率检测器。
14.根据权利要求13所述的直接驱动波形发生器，其中，当所述波形的所述斜率为负时抑制所述第一输出上的脉冲。
15.根据权利要求13所述的直接驱动波形发生器，其中，当所述波形的所述斜率为正时抑制所述第二输出上的脉冲。
16.一种用于驱动负载的直接驱动波形发生器，所述发生器包括：
电感式升压电路，耦接至输出端子并且具有充电控制输入；
导引电路，耦接至所述输出端子，所述导引电路在第一操作模式下将所述输出端子连接至第一导引输出以及在第二操作模式下将所述输出端子连接至第二导引输出；
第一放电电路，具有耦接至所述第一导引输出的第一放电开关并且包括控制所述第一放电开关的操作的第一放电控制输入；
第二放电电路，具有耦接至所述第二导引输出的第二放电开关并且包括控制所述第二放电开关的操作的第二放电控制输入；
反馈电路，包括：
第一反馈电路，耦接至所述第一导引输出并且产生第一反馈信号；
第二反馈电路，耦接至所述第二导引输出并且产生第二反馈信号；以及
反馈选择器，耦接至具有反馈输出的所述第一反馈电路和所述第二反馈电路，并且所述反馈选择器基于操作模式将所述第一反馈信号或所述第二反馈信号耦接至所述反馈输出；以及
控制电路，具有波形输入、耦接至所述反馈输出的输入、耦接至所述充电控制输入的充电输出、耦接至所述第一放电控制输入的第一输出和耦接至所述第二放电控制输入的第二输出，所述控制电路基于从所述反馈输出接收的信号和供应给所述波形输入的波形在所述充电输出或者所述第一输出或所述第二输出中的一个上产生脉冲调制信号，以生成与所述波形成比例的高电压波形。
17.根据权利要求16所述的直接驱动波形发生器，其中，所述反馈选择器在所述第一模式下将所述第一反馈信号耦接至所述反馈输出并且在所述第二模式下将所述第二反馈信号耦接至所述反馈输出。
18.根据权利要求17所述的直接驱动波形发生器，其中，所述第一反馈电路包括耦接在所述第一导引输出与参考电压之间的至少两个电阻器，以及其中，在所述至少两个电阻器之间的节点处形成所述第一反馈信号。
19.根据权利要求16所述的直接驱动波形发生器，其中，所述反馈选择器在所述第二模式下将所述第一反馈信号耦接至所述反馈输出并且在所述第一模式下将所述第二反馈信号耦接至所述反馈输出。
20.根据权利要求19所述的直接驱动波形发生器，其中，所述第一反馈选择器包括耦接在所述第一导引输出与参考电压之间的电容元件，其中，在所述第一反馈电路的输入处形成所述第一反馈信号。
21.根据权利要求20所述的直接驱动波形发生器，还包括：耦接在所述第一导引输出与所述第二导引输出之间的电容负载。
22.根据权利要求16所述的直接驱动波形发生器，其中，在所述导引电路处于所述第一模式时，所述控制电路在所述第二输出上产生脉冲式输出并且在所述第一输出上产生恒定输出，以及其中，在所述导引电路处于所述第二模式时，所述控制电路在所述第二输出上产生恒定输出并且在所述第一输出上产生脉冲式输出。
23.根据权利要求22所述的直接驱动波形发生器，其中，仅在所述波形的斜率为负时，所述控制电路在所述第二输出上产生所述脉冲输出，以及其中，仅在所述波形的斜率增大时，所述控制电路在所述第一输出上产生所述脉冲式输出。
24.根据权利要求16所述的直接驱动波形发生器，其中，所述导引电路在所述波形具有正幅度时处于所述第一操作模式，以及在所述波形具有负幅度时处于所述第二操作模式，其中，所述波形的所述幅度从公共电压测量。
直接驱动波形放大器
[0001] 相关申请的交叉引用
[0002] 本申请是在2011年6月10日提交的、题为“DIRECT DRIVE WAVEFORM GENERATOR”的、序列号为13/134,599的美国非临时申请的部分延续案，其全部内容通过引用合并在本文中。本申请要求在2013年2月1日提交的、序列号为61/759,640的美国临时专利申请的优先权，其全部内容通过引用合并在本文中。
技术领域
背景技术
[0004] 压电致动器需要比1.5伏至12.6伏的典型电池电压大的高电压。“高”电压为20-200伏，其中100-120伏为当前典型的驱动电压。用于致动器的一些线驱动电源提供多达1000伏。从电池产生高电压比从电力线产生高电压更加困难。
[0006] 图1是包括已知的升压转换器的电路的示意图；例如，参见美国专利第3,913,000号（Cardwell,Jr.）或美国专利第4,527,096号（Kindlmann）。电感器11和晶体管12串联连接在电源13与地或公共端之间。当晶体管接通（导通）时，电流流过电感器11，存储由电感器生成的磁场中的能量。穿过电感器11的电流根据电池电压、电感、内阻和晶体管12的导通电阻而快速增加。当晶体管12关断时，磁场以由晶体管12的关断特性确定的速率衰减。衰减的速率相当快，比该场增加的速率快得多。电感器11上的电压与该场衰减的速率成比例。一百伏或更高的电压是可能的。因此，低电压通过升压转换器转换成了高电压。
[0007] 当晶体管12关断时，接点15处的电压基本上高于电容器14上的电压，并且电流流过为正向偏置的二极管16。电流的每个脉冲对电容器14充少许电，且电容器上的电荷以渐进方式增加。在某个时刻，电容器14上的电压将大于电源电压。二极管16防止电流从电容器14流向电源13。电容器14上的电压是用于其他部件比如放大器21的电源电压。
[0008] 放大器21的输出耦接至压电致动器22。至放大器21的输入可以接收交流信号以用于双向移动，或者接收直流信号以用于单向移动或作为补充驱动器（两个放大器耦接至压电致动器22的相反端子，其中针对每个极性有一个放大器）的一半信号。在补充驱动器中，经升压的电压的绝对幅度大于电池电压的绝对幅度。补充驱动器可以使用单驱动器的高电压的一半（或可以被设置有两倍的高电压），但可能需要两个升压转换器。
[0009] 本领域内已知根据脉冲宽度调制（PWM）信号来生成低电压波形；例如，参见美国专利第4,914,396号（Berthiaume）、美国专利第5,703,473号（Phillips等人）以及美国专利第5,994,973号（Toki）。处理高电压变得困难且更昂贵，从而需要制造必须隔离并控制这样的电压的装置。高电压放大器引入了进一步降低效率的损耗。存储电容器占据了宝贵的板空间，从而使图1所示的驱动器的设计不容易适用于不同的应用。
[0010] 如本文中所使用的，波形的“类似”并不意味是精确的复制，而是非常近似。
[0011] 鉴于前述内容，本发明的一个实施方式去除了触觉驱动器中的存储电容器。
发明内容
[0012] 在本发明中实现了前述目的，其中，生成了类似于低电压输入波形的高电压波形。高电压波形为直接施加于装置的一连串脉冲。误差信号控制脉冲的频率、幅度和持续时间。
将从高电压波形中得到的反馈信号与输入波形进行比较以产生误差信号。
将从高电压波形中得到的反馈信号与输入波形进行比较以产生误差信号。
[0013] 根据一个实施方式，一种用于驱动负载的直接驱动波形发生器包括：电感式升压电路，耦接至输出端子并且具有充电控制输入；放电电路，耦接至输出端子并具有放电控制输入；以及反馈电路，耦接至输出端子。该发生器还包括控制电路，该控制电路具有波形输入、耦接到反馈电路的输入、耦接到充电控制输入的第一输出和耦接到放电控制输入的第二输出。控制电路至少部分地基于从反馈电路接收的信号和供应给波形输入的波形的斜率来在所述第一输出或所述第二输出上产生脉冲调制信号，以生成与波形成比例的高电压波形。
[0014] 根据另一个实施方式，一种用于驱动负载的直接驱动波形发生器包括：电感式升压电路，耦接至输出端子并具有充电控制输入；放电电路，耦接至输出端子并具有放电控制输入；以及反馈电路，具有反馈输入，该反馈电路包括耦接在反馈输入与参考电压之间的电容装置。该实施方式的发生器还包括控制电路，该控制电路具有波形输入、耦接至反馈电路的输入、耦接至充电控制输入的第一输出和耦接至放电控制输入的第二输出。该控制电路至少部分地基于从反馈电路接收的信号在第一输出或者第二输出上产生脉冲调制信号，以生成与波形输入上的波形成比例的高电压波形。
[0015] 根据另一个实施方式，一种用于驱动负载的直接驱动波形发生器包括：电感式升压电路，耦接至输出端子并具有充电控制输入；以及导引电路，耦接至输出端子，导引电路在第一操作模式下将输出端子连接至第一导引输出以及在第二操作模式下将输出端子连接至第二导引输出。该发生器还包括：第一放电电路，具有耦接至第一导引输出的第一放电开关并且包括控制第一放电开关的操作的第一放电控制输入；以及第二放电电路，具有与第二导引输出耦接的第二放电开关并且包括控制第二放电开关的操作的第二放电控制输入。该发生器还包括反馈电路，反馈电路包括：第一反馈电路，耦接至第一导引输出并且产生第一反馈信号；第二反馈电路，耦接至第二导引输出并且产生第二反馈信号；以及反馈选择器，耦接至具有反馈输出的第一反馈电路和第二反馈电路，并且所述反馈选择器基于操作模式将第一反馈信号或第二反馈信号耦接至反馈输出。发生器还包括控制电路，该控制电路具有波形输入、耦接至反馈输出的输入、耦接至充电控制输入的充电输出、耦接至第一放电控制输入的第一输出和耦接至第二放电控制输入的第二输出。控制电路基于从反馈输出接收的信号和供应给波形输入的波形在充电输出或者第一输出或第二输出的一个上产生脉冲调制信号，以生成与波形成比例的高电压波形。附图说明
[0016] 通过结合附图来考虑以下详细的描述可以获得对本发明更全面的理解，在附图中：
[0017] 图1是根据现有技术构造的耦接至负载的升压电路的示意图；
[0019] 图3是根据本发明构造的耦接至负载的升压电路的示意图；
[0020] 图4是用于图3所示的升压电路的控制电路的框图；
[0021] 图5是用于根据本发明构造的升压电路的数字控制电路的框图；
[0022] 图6是示出根据本发明构造的放大器的操作的曲线图；
[0023] 图7是示出用于根据本发明构造的升压电路的模拟控制电路的框图；
[0024] 图8是示出占空比、导通时间和频率之间的关系的曲线图；
[0025] 图9是示出根据本发明构造的放大器的操作的曲线图；
[0026] 图10示出了所生成的波形的细节；
[0027] 图11是本发明的替代实施方式的框图；
[0028] 图12是根据本发明构造的系统的状态图；
[0029] 图13是示出若干状态之间如何发生转换的表；
[0030] 图14是根据一个实施方式的提供差分输出的放大器的示意图；
[0032] 图16是可以适用于放电信号的逻辑电路的示意图；
[0033] 图17是根据本发明的一个实施方式构造的耦接至负载的放大器的示意图；以及[0034] 图18是根据图17所示的实施方式构造的提供耦接至致动器的差分驱动信号的放大器的示意图。
具体实施方式
[0035] 图2示出了包括显示器26和键盘27的电子装置25。显示器或键盘中任一者或二者可以设置有用于在轻微按压显示器的一部分或按键时提供触觉反馈的压电装置（在图2中未示出）。用于提供反馈的装置在本领域中是已知的。如上所述，这样的装置可以为单层或具有多层，并且可以是单向的或双向的。
[0036] 图3示出了去除存储电容器14（图1）和高电压放大器21（图1）的升压电路的一个实施方式的框图。该升压电路包括串联连接在电源33与地或公共端之间的电感器31和晶体管32。晶体管32的控制端子耦接至充电输入35。电感器31和晶体管32的接点通过二极管36耦接至输出端子38。被示出为压电致动器的负载耦接在输出端子38与地之间。至此所描述的电路是用于向压电致动器22施加脉冲的充电电路，并且在一些情况下可以称为驱动器或者升压转换器。应当理解，虽然在图3中将压电致动器22示出为负载，然而可以将本文中所应用的教导提供给任何类型的负载。这包括但不限于电阻负载、电容负载或电感负载。
[0037] 脉冲的频率、幅度和持续时间由施加于充电输入35的信号来确定。如下面进一步所描述的，脉冲的包络与输入信号或参考信号成比例。图3示出的升压电路具有从控制电路（参见，例如图4、图5和图7）接收信号的若干控制输入。在本文中，升压电路和控制电路的组合可以称为放大器。包络与输入信号之间的比为这样的放大器的增益。
[0038] 晶体管41和电阻器42串联连接在输出端子38与地之间。晶体管41的控制端子耦接至放电输入43。晶体管41和电阻器42使累积在压电制动器22上的任何电荷放电，并且还有利于施加至装置的波形。当晶体管41导通时，可以降低输出端子38处的电压以保持该电压相对于输入信号的比例。
[0039] 电阻器47和电阻器48串联耦接在输出端子38与地之间。电阻器47与电阻器48的接点耦接至反馈输出49。电阻器为分压器，该分压器将输出端子38与地之间的电压的分数提供给反馈输出49。在本文中称为衰减因子ε的该分数等于R48/(R.sub47+R48)。反馈信号用于产生施加于充电输入和放电输入的信号，从而产生施加于压电致动器22的电压的波形。该波形可以具有任何期望的形状，例如连续的（正弦）或断续的（斜坡或脉冲）。应当理解，衰减因子直接与包括图3所示的升压电路的放大器的增益有关。
[0040] 输出“波形”指的是施加于输出端子38的信号的包络；参见图6。该包络为具有各种幅度和宽度的一连串高频脉冲的结果。由于压电装置是电容性的，所以发生一些平滑，从而该波形可以视为好像它不包含脉冲一样。
[0041] 图4是用于图3所示的升压电路的控制电路51的框图。控制电路51可以是模拟的或者数字的，并且可以包括波形输入53和耦接至反馈输出49（图3）的反馈输入52。输入53与至放大器21（图1）的输入相对应并且在本文中可以称为输入信号或者参考信号。控制电路51包括耦接至充电输入35（图3）的充电输出55和耦接至放电输入43（图3）的放电输出56。如果控制电路51是数字的，则输入信号可以是模拟信号、时间值和电压值的表或参考值。
[0042] 图5和图7分别示出了如何实现图4的控制电路51的示例。在图5和图7中，具有加号（+）和减号（-）标志的三角形为比较器，即输出为数字的（0或1）。没有加号（+）和减号（-）标志的三角形为差分放大器，即输出为模拟的。
[0043] 在图5中，微控制器61通过模数转换器（ADC）63耦接至反馈输入62。微处理器61的输入64将描述输入信号的信息耦接至微处理器61。信息可以是模拟的或数字的并且描述波形本身，或者可以是用于选择预先编程到微控制器61中的波形的数据。描述波形的数字数据在数模转换器（DAC）66中被转换以产生在比较器67中与反馈信号进行比较的参考信号。比较器67提供哪个信号较大从而相应地激活充电电路或放电电路的指示。
[0044] 脉冲宽度调制器71耦接至输出72并且具有耦接至充电输出73和放电输出74的补充输出。可选地，低通滤波器75耦接在脉冲宽度调制器71与放电输出74之间。低通滤波器75对脉冲进行平均，从而减慢放电速率。应当认识到，脉冲宽度调制仅是可以调制输出脉冲的一种方式。例如，脉冲宽度调制器71可以是脉冲频率调制器（例如，电压控制振荡器）或脉冲串（train）调制器。
[0045] 微控制器61是多状态有限状态机。控制器具有两种主要的模式：充电和放电。为了提高精度，在充电周期和放电周期二者中使用若干子状态。压电装置可以比其充电更快速地放电，并且这包括在机器状态中。示出机器状态的伪代码在本说明书结尾处的附录中。
[0046] 比较器67提供对反馈条件的变化的快速响应，并且执行对误差的一比特量化。误差δ被定义为反馈信号的值与参考信号的值之间的差。在微控制器61中根据ADC63的输出和至DAC66的输入来计算该差。当以此方式定义误差时，充电电路的理想增益为反馈衰减因子ε的倒数。比较器应该具有比ADC63的采样速率快十至一百倍的响应时间。与比较器转换相关联的中断服务例程（参见附录）用作暂停状态，该暂停状态将会在另一个比较器转换的情况下将程序返回到先前状态或者在下一次模数采样完成时将程序发送至另一个状态。
[0047] 误差的值确定有限状态机的下一个状态。负误差意味着控制器对负载进行充电，正误差意味着控制器对负载进行放电。与误差范围相对应，存在具有多种充电和放电速度的若干状态。在这些状态的每个状态中，脉冲宽度调制器的占空比优选地斜升至状态的最大占空比以确保平滑转换。
[0048] 为了对负载进行充电，以将输入信号乘以增益因子并且模拟在负载上的这样方式来对图3的升压电路进行切换。直到使电感器饱和的点，电感器中存储的能量取决于晶体管32（图3）导通的时间的长度。当晶体管32关断时，输出电压与磁场经由电感器进行衰减的速率成比例。电感器中存储的能量越多，输出电压就越高。因此，导通时间控制增益。以此方式，变化导通时间的一串脉冲具有模拟输入信号的包络。
[0049] 在一个实施方式中，为了能够获得输出信号的最大精度，充电输入或放电输入的切换频率是至负载的期望输出信号的奈奎斯特（Nyquist）频率的至少一千倍，并且优选地为几千倍。在本发明的一个实施方式中，在150kHz的充电频率情况下生成了具有频率为300Hz的输出信号。
[0050] 如果以32kHz对信号进行采样，则高于16kHz（奈奎斯特频率）的信号的任何频率分量在通过数模转换器再现该信号时将会产生混叠。奈奎斯特频率为用于保真的最小阈值。纯音不具有谐波。方波的奇谐波丰富。如果期望输出信号为方波，则奈奎斯特频率比相同频率的纯音高。在图6中，波形A为输入波形并且波形B为端子38（图3）上的输出波形。二十四个脉冲产生包络78的每个周期。
[0051] 微控制器61中的运算单元应该能够在来自脉冲宽度调制器71的信号的单个周期内进行全部控制计算，这完全在现代微控制器的能力内。
[0052] 在图7中，控制电路80包括耦接至比较器83的反馈输入81和波形输入82。比较器83的输出耦接至与门85的一个输入和反相器84。反相器84的输出耦接至与门86的一个输入。从而比较器83确定是充电电路工作还是放电电路操作，同时反相器84防止充电电路和放电电路二者同时操作。如果反馈信号大于波形信号，则放电电路操作。如果反馈信号小于波形信号，则充电电路操作。
[0053] 反馈输入81和波形输入82还耦接至生成差分或误差信号的差分放大器93。放大器93的输出耦接至电压控制振荡器（vco）92的频率控制输入并耦接至反相器94。反相器94的输出耦接至vco91的频率控制输入并耦接至vco92的占空比控制输入。来自vco91的输出脉冲耦接至与电路85。来自vco92的输出脉冲耦接至与电路86。
[0054] 图8是示出占空比、导通时间和频率之间的关系的曲线图。对于信号A，脉冲具有给定频率和百分之五十的占空比。导通时间96相对较短。对于信号B，脉冲具有信号A的频率一半的频率和百分之五十的占空比。导通时间97是导通时间96的两倍长。对于信号C，脉冲具有与信号B的频率相同的频率但具有百分之七十五的占空比。导通时间98是导通时间96的三倍长。
[0055] 由于导通时间确定充电电路的增益，所以变化频率和占空比二者以确保用于生成正弦信号中的峰值的充分增益。而且，增益在来自放大器93的误差（差）信号的幅度较大时增大。具体地，对于较大的误差，增加占空比，而对于较大的误差，降低频率。通过反相器94来提供相反情况下的变化。
[0056] 图9是示出根据本发明构造的波形发生器的操作的曲线图。在充电周期期间，优选地，根据来自差分放大器93（图7）的误差信号来改变频率和占空比二者。在放电周期期间，频率随着负载放电而增大。
[0057] 图10是所生成的波形的曲线图。放大区101示出了由来自充电电路的离散电流脉冲所引起的波形中的阶梯。这些阶梯对于所有的应用可能可以接受或不可接受。
[0058] 图11是控制电路的替代实施方式的框图，其中对所生成的波形提供了更精确的控制，从而降低了所生成波形中阶梯的大小。波形输入可以是表示期望波形的模拟控制信号或存储的数字数据。在图11所示的实施方式中，波形输入为在数模转换器105中被转换成模拟信号并且在低通滤波器106中被平滑或平均的存储数据。低通滤波器106的输出耦接至比较器108的反相输入。反馈输入109耦接至比较器108的正相输入。
[0059] 比较器108的输出耦接至微控制器110的A/D输入，微控制器不仅监测该输入的幅度和方向而且还监测该输入的转换即状态的变化（正到负或者负到正）。在本发明的一个实施方式中，这仅需要两个比特的信息。误差信号为用1表示的正或用0（零）表示的负。幅度信号为用0（零）表示的低或用1表示的高。1或0的分配是任意的。
[0060] 在某种程度上类似于图7所示的实施方式，反馈信号109耦接至电压控制振荡器的频率输入和占空比输入二者。具体地，反馈信号109耦接至电压控制振荡器121的频率输入和电压控制振荡器122的频率输入。反馈信号109通过反相器124耦接至电压控制振荡器121的占空比输入并且通过反相器125耦接至电压控制振荡器122的占空比输入。电压控制振荡器121的输出耦接至与门127的一个输入。电压控制振荡器122的输出耦接至与门128的一个输入。微控制器110的x输出耦接至与门127的第二输入。微控制器110的y输出耦接至与门128的第二输入。输出信号如表131所示来控制与门。可以使能任一与门或者均不使能与门。当均不使能与门时，系统处于“暂停”状态。
[0061] 微控制器110包括耦接至电压控制振荡器121的输出133和耦接至电压控制振荡器122的输出134。输出133和134确定是至电压控制振荡器的一个输入还是两个输入确定占空比，从而确定充电（或放电）是快还是慢。
[0062] 图12是根据本发明构造的系统的状态图。图13是示出如何在多个状态之间进行转换的图。通过将两个充电速率与两个放电速率相结合，可以产生具有非常小的阶梯（如果有的话）的期望输出波形。
[0063] 本发明因此提供了一种直接驱动波形放大器，其去除了现有技术中所使用的存储电容器和高电压放大器。控制电路系统使用与高电压电路相独立的低电压部件。通过变化外部部件可以容易地将放大器定制成支持较高电压和电流。
[0064] 虽然结合单个输出端子来描述和示出了本发明，然而本发明容易适用于在补充或差分输出上提供高电压波形。图14示出了耦接至负载1401并且驱动负载1401的放大器1400。放大器1400向负载1401提供输入信号1474的放大版本。在一个实施方式中，负载
1401为压电致动器。当然，可以驱动其他类型的负载。所示的放大器包括升压电路1403和将其充电输入1435上的信号提供给升压电路1403的控制电路1402。总体上，以与上述相同或类似的方式来生成提供在充电输入1435上的信号。
1401为压电致动器。当然，可以驱动其他类型的负载。所示的放大器包括升压电路1403和将其充电输入1435上的信号提供给升压电路1403的控制电路1402。总体上，以与上述相同或类似的方式来生成提供在充电输入1435上的信号。
[0065] 与上述类似，升压电路1403包括串联连接在电源1433与地或者公共端之间的电感器1431和晶体管1432。晶体管1432的控制端子耦接至充电输入1435。电感器1431与晶体管1432的接点通过二极管1436耦接至输出端子1438。负载1401耦接在输出端子1438与地之间。至此所描述的电路为用于向负载1401施加脉冲的充电电路。脉冲的频率、幅度和持续时间由施加于充电输入1435的信号以与上述相同或相似的方式来确定并由控制电路1402来提供。控制电路1402包括提供充电输入1435上的信号的逻辑电路1404。
[0066] 相比于先前所描述的实施方式，负载1401由差分信号来驱动。为此，放大器还包括由多个开关1452a和1454a组成的导引电路1450或者其他电流指引装置。
[0067] 导引电路可以在输入信号相对于公共电压为正时在第一模式下操作，而在输入信号相对于公共电压为负时在第二模式下操作。在某些情况下，公共电压为零，在其他情况下，公共电压为偏置值。在第一模式下，开关1452a导通而1454a不导通。这样，节点1490处的电压（称为第一导引输出）与存在于输出端子1438处的值相同。在第二模式下，开关1452b导通而开关1454b不导通。这样，节点1492处的电压（称为第二导引输出）与存在于输出端子1438处的值相同。
[0068] 当放大器1400连接至负载1401并操作在第一模式下时，负载1401分别经由开关1452a和1452b耦接至输出端子1438和地。在第一模式下，开关1454b操作以对输出端子
1438处的电压进行放电。这种放电可以以如上所述的方式来进行或者以如下更详细描述的至少部分地基于参考信号1474的斜率来进行。应当理解，导引电路1450可以包括一个或更多个电阻器（未示出）以控制放电。
1438处的电压进行放电。这种放电可以以如上所述的方式来进行或者以如下更详细描述的至少部分地基于参考信号1474的斜率来进行。应当理解，导引电路1450可以包括一个或更多个电阻器（未示出）以控制放电。
[0069] 当放大器1400连接至负载1401并且操作在第二模式下时，负载1401分别经由开关1454a和1454b耦接至输出端子1438和地。在该模式下，开关1452b操作以对输出端子1438处的电压进行放电。这种放电可以以如上所述的方式来进行或者以如下更详细描述的至少部分基于参考信号1474的斜率来进行。
[0070] 应当理解，开关1452b和1454b可以作为导引电路的一部分来操作成指引电流穿过负载1401或者可以用于对负载进行放电（例如，形成放电电路的一部分）。因此，在本文中，这些开关1454a和1454b可以称为时时放电开关。
[0071] 当在第一模式下时，第一反馈电路1460经由开关1452a从输出端子1438拉出电流。如所示出的，第一反馈电路1460包括串联耦接在节点1490与地或者参考电压之间的电阻器1462和电阻器1464。电阻1462与电阻1464的接点耦接至反馈选择器1470。如上所述，电阻器1462和1464通过将输出端子1438（例如，在节点1490处）与地之间的电压的分数提供至反馈选择器1470来形成定义衰减因子ε的分压器。
[0072] 当在第二模式下时，第二反馈电路1466通过开关1454a从输出端子1438拉出电流。第二反馈电路1466包括串联耦接在节点1492与地之间的电阻器1468和电阻器1469。电阻器1468与电阻器1469的接点耦接至反馈选择器1470，该反馈选择器对电阻器1462和电阻器1464的接点处的信号与电阻器1468和电阻器1469的接点处的信号之间哪一个信号作为反馈信号1472进行选择，以提供作为至控制器1402的输入。如将理解的，反馈选择器1470尽管示出为复用器，但可以以诸如一个或更多个开关的其他方式来实现。如上，电阻器1468和1469通过将输出端子1438与地之间的电压的分数提供至反馈选择器1470来形成定义衰减因子ε的分压器。在一个实施方式中，电阻器1468的值大于电阻器1469的值。这样，在一些情况下，电阻器1468为所谓的“高电压”电阻器。第一反馈电路1460的电阻器1462的情况也是如此。
[0073] 在所示的实施方式中，开关1452a和1454a的位置（断开或闭合）由控制器1402提供的输出信号1480的值来控制。在一个实施方式中，该信号具有与波形信号1474的幅度是正还是负相对应的1或0值。在另一实施方式中，控制器1402提供的输出信号1480具有与反馈信号1472的幅度是正还是负相对应的逻辑1或0值。应当理解，反相器1482可以被设置成使得基于输出信号1480的值来选择是开关1452a还是1454a可操作。当然，替代地，控制电路1402可以提供两个不同的输出信号（一个输出信号与另一个输出信号相反）。将选择两个可能反馈信号中的哪一个反馈信号是基于所示的实施方式中的输出信号1480的。
[0074] 分别基于放电（+）和放电（-）的逻辑值来确定放电开关1452b和1454b的位置。通常，当输出信号1480为逻辑0（例如，输入为负），放电（-）为逻辑1，并且放大器1400对负载进行放电。类似地，当输出信号1480为逻辑1（例如，输入为正）时，放电（+）为逻辑1并且放大器1400对负载进行放电。
[0075] 基于以上公开，本领域技术人员将认识到，可能会存在甚至当输入信号的幅度在增大时发生放电的情况。类似地，可能会存在当输入信号的幅度在减小时可以发生充电的其他情况。然而，简单地通过考虑以下所描述的输入信号1474的斜率可以避免这样的操作。
[0076] 在充电状态下，将充电脉冲信号施加于本文所描述的升压电路中任一升压电路的控制输入。根据一个实施方式，充电信号可以由误差信号和斜坡信号二者进行门控。如果参考信号大于衰减后的输出（例如，反馈信号）并且参考信号的斜率为正，则对输出进行充电。否则，至升压电路的控制输入被设置成使得开关处于高阻抗模式（例如，不向负载提供脉冲）。
[0077] 当参考信号的斜率为负时，放大器处于放电状态并且放电脉冲信号被施加于上述放电网络的控制端子。在一个实施方式中，放电信号由斜率值和误差值进行门控。例如，如果参考信号小于反馈信号并且参考信号的斜率为负，则以上述方式施加放电信号。否则，将放电网络保持在高阻抗模式下。
[0078] 参照图15，在所有以上控制电路中，设置了充电输出和放电输出。这些控制电路（在图15中总体上用附图标记1500来表示）中的每个控制电路可以包括基于输入的斜率来抑制充电输出和放电输出的逻辑门（例如，与门1504和1506）。如先前所描述的，控制电路1500接收参考信号1514和反馈信号1516。基于这些信号，可以通过上述控制电路中的任一控制电路来形成充电1508信号和放电1512信号。根据一个实施方式，这些充电1508和放电1512信号可以通过参考信号1514的斜率进行门控。为此，所示出的基于斜率的控制器1502包括控制电路和确定参考信号1514的斜率的斜率检测器1510。在示出的实施方式中，斜率检测器1510在该参考的斜率为正时提供“1”，而在参考的斜率为负时提供“0”。由斜率检测器1510输出的值（或者该值的由反相器1514形成的相反值）将经由与门1504和
1506分别对充电1508电路和放电1512电路进行门控来产生斜率调整后的充电输出和放电输出。这些输出可以被用作至本文所公开的任何升压电路的充电输入和放电输入。
1506分别对充电1508电路和放电1512电路进行门控来产生斜率调整后的充电输出和放电输出。这些输出可以被用作至本文所公开的任何升压电路的充电输入和放电输入。
[0079] 在一个实施方式中，斜率调整后的放电输出可以被修改以形成图14示出的放电（+）输出和放电（-）输出。如上所述，并且参照图14至图16，当处于第一模式下时，一直保持放电（-）。这可以通过将图16示出的放电信号（或非（NOR）门1610的输出）施加于还接收表示输入信号是否为正（输出（+））的信号的或门1616来完成。以此方式，无论放电信号的值如何，负载的一侧总是接地。将理解，当输出（+）为正时，放电（+）将跟随放电信号，这是因为放电（+）是通过将输出（+）（输出（-））的补码与放电信号在或门1614处进行或操作来形成的。类似地，当输出（-）为正时，放电（-）将跟随放电信号。
[0080] 确定放电信号的值的逻辑电路以异或（XOR）门1610示出。该门接收表示以上述方式形成的脉冲串的基本方波信号1608作为输入。应该理解，方波的频率和占空比可以根据条件来改变。然后通过误差信号1604的值和输入信号的斜率符号1606对方波进行门控。误差信号1604在反馈信号超过输入信号时为正。当输入信号的斜率为正或反馈信号超过输入信号发生或者二者均发生时，基本方波1608将受到抑制。与门1612还耦接至误差信号1604、输入信号的斜率符号1606和基本方波1608。以此方式，当输入信号的斜率为负或反馈信号小于输入信号发生或者二者均发生时，充电信号受到抑制。
[0081] 图17示出了耦接至负载1701并且驱动负载1701的放大器1700。放大器1700向负载1401提供输入信号1774的放大版本。在一个实施方式中，所示出的负载1701为包括电容特性的压电致动器。
[0082] 所示出的放大器包括升压电路1703和将其充电输入1735上的信号提供给升压电路1703的控制电路1702。总体上，以与上述相同或类似的方式生成提供在充电输入1735上的信号。当然，根据上下文，充电输入1735可以通过或者可以不通过一个或更多个误差值和输入信号1774的斜率来进行门控。
[0083] 与上述类似，升压电路1703包括串联连接在电源1733与地或公共端子之间的电感器1731和晶体管1732。晶体管1732的控制端子耦接至充电输入1735。电感器1731和晶体管1732的接点通过二极管1736耦接至输出端子1738。至此所描述的电路为用于向负载1701施加脉冲的充电电路。脉冲的频率、幅度和持续时间由以上述相同或类似方式施加于充电输入1735的信号来确定并且由控制电路1702来确定。控制电路1702包括提供充电输入1735上的信号的逻辑电路1404。
[0084] 放大器1700还包括串联连接在输出端子1738与地之间的晶体管1741和电阻器1742。晶体管1741的控制端子耦接至由控制电路1702产生的放电信号1743。晶体管1741和电阻器1742对累积在负载1701上的任何电荷进行放电并且还有利于施加于装置的波形。当晶体管1741导通时，可以降低输出端子1738处的电压，以保持该电压相对于输入信号1774的比例。
[0085] 在先前的示例中，从耦接在输出端子1738与地之间的分压器获取反馈信号。相比之下，在图17中，从负载1701与反馈电容器1751之间的位置获取反馈信号1750。负载1701被示出为电容器，并且在负载为压电致动器的情况下，负载1701具有电容定义的阻抗Zload。诸如反馈电容器1751的电容元件具有阻抗Zc。以上述类似的方式，对于放大器1700，Zc/(Zload+Zc)定义衰减因子ε。反馈电容器1751取代包括两个电阻器并且其中一个电阻器为高电压的分压器，同时仍使提供给负载的信号能够跟踪输入信号。
[0086] 与图17相关的教导还可以应用于如图18所示的差分输出电路。具体地，相比于图14所示的电路，在图18中，分别用反馈电容器1751a和1751b代替了反馈电路1460和1466。在图18中，输出信号1480被示出为具有对开关1452a和1454a的位置进行控制的自然值（A）和反相值（B）。如上所述，这些开关的操作基于输入信号（例如，输出信号1480）的值（正或负）而改变。如所示出的，反馈电容器1751耦接在开关1802与负载1401之间。
当在第二模式下时，开关1802将反馈电容器1751a连接至地以与负载1401相结合来生成提供经衰减的反馈信号的阻抗分压器。类似地，当在第二模式下时，开关1804将反馈电容器1751b连接至地以与负载1401相结合来生成提供经衰减的反馈信号的阻抗分压器。两个反馈信号均被提供至选择器1470，除了提供至选择器的值将选择图14所描述的实施方式中所选择的反馈信号的另一个反馈信号之外，该选择器1470可以以上述方式来操作。
当在第二模式下时，开关1802将反馈电容器1751a连接至地以与负载1401相结合来生成提供经衰减的反馈信号的阻抗分压器。类似地，当在第二模式下时，开关1804将反馈电容器1751b连接至地以与负载1401相结合来生成提供经衰减的反馈信号的阻抗分压器。两个反馈信号均被提供至选择器1470，除了提供至选择器的值将选择图14所描述的实施方式中所选择的反馈信号的另一个反馈信号之外，该选择器1470可以以上述方式来操作。
[0087] 已经这样描述了本发明，对于本领域技术人员来说将明显的是，可以在本发明的范围内进行各种修改。例如，在功能上，晶体管41和电阻器42的位置是否颠倒并不重要。在一些应用中，改变占空比可以从充电控制中省略。尽管被示出为外部部件，但是许多微控制器可以具有多个板上ADC和DAC电路，从而去除对作为外部部件的这些装置的需求。在状态数目越来越多的情况下可以根据应用使用多于两个的充电或放电水平。充电水平的数目可以是固定的或者可编程的。例如，微控制器上的两个输入管脚可以对一至四个充电水平进行寻址，从而根据本发明的单个实现提供了增强的驱动灵活性。
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