一些常规发射器使用两个或两个以上天线发射特别编码的信号 以提高接收器处理这些信号的能力。例如，在一些多输入多输出 (MIMO)系统中，发射空时编码器(space-time encoder)生成的 Alamouti编码的信号以帮助在接收器处增加解码增益和降低误码率 (BER)。在移动环境中，发射器和/或接收器可能正在移动，从而导 致接收的符号因多普勒频移而失真。这种失真可能降低接收器的解码 增益以及可能大大地使接收器的BER恶化，尤其是在高信噪比(SNR) 水平。
因此，普遍地需要用于将可能因多普勒频移而失真的接收的信号 解码的接收器和方法。还需要在具有高多普勒频移的环境中增加解码 增益的空时解码器(space-time decoder)和方法。
附图说明
图1示出根据本发明的一些实施例的无线通信系统；
图2是根据本发明一些实施例的空时解码器的框图；以及
图3是根据本发明的一些实施例的用于对具有高多普勒频移的信 道中的信号解码的过程的流程图。

下文描述和附图充分地说明本发明的一些特定实施例，以使本领 域技术人员能够实施它们。其他实施例可以结合结构的、逻辑的、电 子的、过程的和其他更改。示例仅仅代表可能的变化。一些实施例的 部分和特征可以被包含在另一些实施例的部分和特征中或替代它们。 权利要求中阐述的本发明的实施例涵盖这些权利要求的所有可用等 效物。在本文中可能通过术语“发明”来个别或统一地提及本发明的 实施例，这仅仅出于方便的目的，并且如果实际上公开了多于一个发 明或发明概念，无意将本申请的范围限制于任何单个发明或发明概 念。
图1示出根据本发明的一些实施例的无线通信系统。无线通信系 统100可以包括发射器102和接收器106。发射器102可以使用两个 或两个以上天线112经信道104发射射频(RF)信号以供接收器106 接收。接收器106可以使用一个或多个天线116来经信道104接收来 自发射器102的RF信号。
根据一些MIMO实施例，发射器102可以使用两个天线112发射 编码的符号对(α0，α1)。在一些实施例中，发射器102可以根据如 下传输矩阵对符号(α0，α1)编码：
$G({\alpha }_0,{\text{α}}_1)=\left(\begin{array}{cc}{\alpha }_0& {\alpha }_1\\ -{\alpha }_1^{*}& {\alpha }_0^{*}\end{array}\right)---\left(1\right)$
这可对应于符号(α0，α1)的Alamouti编码的传输。符号α0，α1 可包括表示作为在发射器102处调制的幅度或相位的输入比特的幅度 和相位的复数。正如此传输矩阵说明的，在第一时间瞬间处，第一发 射天线可发射符号α0而第二发射天线可发射符号α1。在第二时间瞬间 处，第一发射天线可发射符号-α1*，而第二发射天线可发射符号α0*， 其中*表示复共轭。这些编码的符号可由发射器102内的空时块编码 器生成。这种技术使用两个或两个以上天线112发射数据流的多个副 本，以利用数据的多个接收版本来改善数据传送的可靠性。这可促成 例如在接收器106处解码增益的提高和/或较低的误码率(BER)。
在使用两个发射天线112和一个接收天线116的实施例中，信道 104可包括发射器102与接收器106之间的两个信道(示为信道113A 和113B)。每个信道可具有不同的信道特性，这可以由描述信道104 的信道传送功能的信道系数(h0，h1)来表示。正如信道104中所示， 具有信道系数h0的第一信道113A可影响发射天线112中的第一个天 线发射的符号-s1*和s0，具有信道系数h1的第二信道113B可影响发射 天线112中的第二个天线发射的符号s0*和s1。发射的符号s0和s1可 分别对应于上文示出的传输矩阵的符号α0和α1。正如进一步说明的， 来自信道113A和113B的信号在信道104中组合，并受到噪声(表示 为n0和n1)影响，从而产生接收器106可接收的信号(表示为接收的 符号r0，r1)。接收的符号r0和r1可以包括作为接收器106接收的信号 的综合(integration)的结果的值或复数。接收的符号r0和r1实际是在 接收器106内由经天线116接收的RF信号生成的，但是在图1中出 于说明的目的示出为在信道104内。
在没有多普勒频移的情况(即，恒定的信道)中，接收的符号r0 和r1可以由如下等式表示：
R0＝h0α0+h1α1+n0
                                                               (2)
${\stackrel{·}{R}}_1=-h_0{\alpha }_1^{*}+h_1{\alpha }_0^{*}+n_1$
在这些等式中，R0和R1分别对应于在第一和第二时间实例 (instance in time)接收的符号r0和r1，α0和α1表示传输矩阵的发射的 信号，h0和h1分别表示信道113A和113B的信道系数，以及n0和n1 表示在第一和第二时间实例处的平均白高斯噪声(AWGN)分量。在 常规接收器中，在不考虑噪声的情况下，解码器可以根据如下等式估 计发射的符号α0和α1：
${\beta }_0=h_0^{*}{R}_0+h_1{R}_1^{*}=({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)·{\alpha }_0$
                                                       (3)
${\beta }_1=h_1^{*}{R}_0-h_0{R}_1^{*}=({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)·{\alpha }_1$
在这些等式中，β0和β1表示来自常规解码器的输出判定。在发射 器或接收器正在移动的高多普勒环境中，接收的符号可能因信道104 的时间变化性质而失真。高多普勒频移可能因发射器102和/或接收器 106正在例如汽车或火车的车辆中移动(例如以低于每小时300公里 的速度移动)的情况而产生。这种失真可以通过如下等式来表示：
R0＝h0α0+h1α1+n0
                                                      (4)
$R_1=-h_0(1+{\delta }_0){\alpha }_1^{*}+h_1(1+{\delta }_1){\alpha }_0^{*}+n_1$
在这些等式中，δ0表示信道113A的信道变化速率，以及δ1表示 信道113B的信道变化速率。在一些实施例中，接收器106内的信道 估计器可以根据在不同时间测量的信道系数来计算信道变化速率δ0 和δ1。下文更详细地描述这些实施例。
在常规接收器中，Alamouti解码器的输出可表示为：
${\beta }_0=h_0^{*}{R}_0+h_1{R}_1^{*}=h_0^{*}(h_0{\alpha }_0-h_1{\alpha }_1{\delta }_0^{*})+h_1{h}_1^{*}{x}_0(1+{\delta }_1^{*})$
                                                         (5)
${\beta }_1=h_1^{*}{R}_0-h_0{R}_1^{*}=h_1^{*}(h_1{\alpha }_1-h_0{\alpha }_0{\delta }_1^{*})+h_0{h}_0^{*}{x}_1(1+{\delta }_0^{*})$
这些值还可以由如下等式表示：
${\beta }_0=h_0^{*}{R}_0+h_1{R}_1^{*}=({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)·{\alpha }_0+h_1{h}_1^{*}{\alpha }_0{\delta }_1^{*}-h_1{h}_0^{*}{\alpha }_1{\delta }_1^{*}$
                                                             (6)
${\beta }_1=h_1^{*}{R}_0-h_0{R}_1^{*}=({\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2)·{\alpha }_1+h_0{h}_0^{*}{\alpha }_1{\delta }_0^{*}-h_0{h}_1^{*}{\alpha }_0{\delta }_0^{*}$
这些等式说明与前文等式(3)中的描述的恒定信道情况中 Alamouti解码器输出比较，β0和β1由于信道变化速率δ0和δ1而失真。
根据本发明的一些实施例，接收器106可包括空时解码器，空时 解码器可以补偿因高多普勒频移所导致的时间变化信道的失真。在这 些实施例中，接收器106由接收的符号r0和r1、信道变化速率δ0和δ1以 及信道系数h0和h1生成软符号输出v0和v1。下文更详细地论述这些 实施例。在一些实施例中，空时解码器可以执行最大似然解码以由软 符号输出v0和v1生成硬符号输出x0和x1。在一些实施例中，可以通 过检测信号星座图中与软符号输出v0和v1具有最小欧几里德距离的 点来由软符号输出v0和v1生成硬符号输出x0和x1。下文也将更详细 地论述这些实施例。
在一些实施例中，接收器106还可以由初始硬符号x0和x1、接收 的符号r0和r1、信道变化速率δ0和δ1以及信道系数h0和h1生成修正的 软符号输出θ0和θ1。在这些实施例中，可以通过对修正的软符号输 出θ0和θ1执行最大似然解码来生成最终的硬符号输出x0和x1。下文 也将更详细地论述这些实施例。信道变化速率δ0和δ1可以用于至少部 分地补偿因高多普勒频移导致信道104中的失真。在这些实施例中， 通过最大似然解码生成的硬符号输出x0和x1可以是发射器102发射的 Alamouti编码的符号α0和α1的估计。在一些实施例中，可以迭代地执 行修正的软符号输出θ0和θ1以及中间硬符号输出的生成，以生成最终 的硬符号输出x0和x1，当然本发明的范围并不限于此方面。
软符号输出v0和v1(以及修正的软符号输出θ0和θ1)可以表示复 平面中分别对应于发射的符号α0和α1的点。硬符号输出x0和x1可以 表示信号星座图中与对应的软符号输出v0和v1具有最小欧几里德距 离的点。当发射器102使用二进制相移键控(BPSK)调制时，进一 步解调可以并非必需，因为硬符号输出x0和x1可包含硬比特输出， 而软符号输出v0和v1可包含软比特输出。在一些非BPSK实施例中， 可以在接收器106内进一步对硬符号输出x0和x1解调以生成硬比特输 出，以及可以在接收器106内进一步对软符号输出v0和v1解调以生成 软比特输出。在这些非BPSK实施例中，发射器102可以较高调制级 别(例如正交相移键控(QPSK)和8-PSK、或正交幅度调制(QAM)， 例如16-QAM或64-QAM)来调制符号，当然本发明的范围并不局限 于此方面。
图2是根据本发明的一些实施例的空时解码器的框图。空时解码 器200可适于在接收器106(图1)中使用，并且可以补偿因高多普 勒频移导致时间变化信道的失真。
在一些实施例中，空时解码器200包括组合器206以由接收的符 号(r0，r1)201、信道变化速率(δ0，δ1)205和信道系数(h0，h1)203 生成软符号输出(v0，v1)207。空时解码器200还可以包括最大似然 检测器208以用于执行最大似然解码，从而由软符号输出(v0，v1)207 生成硬符号输出(x0，x1)213。
在一些实施例中，硬符号输出(x0，x1)215可以是初始硬符号输 出。在这些实施例中，空时解码器200还可以包括校正器210，用于 由初始硬符号输出(x0，x1)215、接收的符号(r0，r1)201、信道变化 速率(δ0，δ1)205和信道系数(h0，h1)203生成修正的软符号输出 (θ0，θ1)211。在这些实施例中，最大似然检测器208可以通过对修 正的软符号输出(θ0，θ1)211执行最大似然解码来生成最终的硬符号 输出(x0，x1)213。
在这些实施例中，修正的符号(r0，r1)201可以包括由两个或两 个以上发射天线(例如，发射天线112(图1))发射的Alamouti编码 的符号(例如符号对s0，s1)。组合器206和校正器210可以应用信道 变化速率(δ0，δ1)205以便至少部分地补偿因高多普勒频移导致信道 104(图1)中的失真，当然本发明的范围并不局限于此方面。在这些 实施例中，最大似然检测器208生成的最终的硬符号输出(x0，x1)213 是上文论述的发射的Alamouti编码的符号(α0，α1)的估计。
在一些实施例中，空时解码器200还可以包括信道系数估计器 202以用于基于经信道113A(图1)和信道113B(图1)发射的训练 信号来计算信道系数(h0，h1)203。在一些实施例中，信道系数估计 器202还可以由两组或两组以上的信道系数203计算信道变化速率 (δ0，δ1)205。在一些实施例中，可以由每个发射天线112(图1) 分别(在不同时间)发射训练信号，从而允许信道系数估计器202分 别地确定信道113A(图1)和信道113B(图1)的信道系数203。
在一些实施例中，在生成最终的硬符号输出(x0，x1)213之前， 以迭代方式(即一次或多次)，校正器210生成修正的软符号输出(θ0， θ1)211，以及最大似然检测器208生成中间硬符号输出215，当然本 发明的范围并不局限于此方面。在一些实施例中，单次迭代可以是足 够的。
在一些实施例中，空时解码器200还可以包括切换电路220以将 最大似然检测器208的输入从组合器206的输出切换到校正器210的 输出。空时解码器200还可以包括切换电路222以在校正器210生成 修正的软符号输出211和最大似然检测器208生成中间硬符号输出 215时将最大似然检测器208的输出切换到校正器210的输入。
根据一些实施例，修正的符号(r0，r1)201可以包含非均衡的接 收的符号。在这些实施例中，在没有先应用信道系数的情况下，可以 由组合器206处理接收的符号(r0，r1)201。因此，在这些实施例中， 信道均衡器并非必需。
在一些实施例中，组合器206可以基本上基于如下等式生成软符 号输出(v0，v1)207：
$v_0=\frac{(R_1^{*}{h}_1+R_0{h}_0^{*}(1+{\delta }_0^{*}))}{h_0{h}_0^{*}(1+{\delta }_0^{*})+h_1{h}_1^{*}(1+{\delta }_1^{*})}$
                                          (7)
$v_1=\frac{(R_1^{*}{h}_0-R_0{h}_1^{*}(1+{\delta }_1^{*}))}{h_0{h}_0^{*}(1+{\delta }_0^{*})+h_1{h}_1^{*}(1+{\delta }_1^{*})}$
这些等式可以至少部分地补偿多普勒引起的失真。在这些等式 中，r0表示在第一时间实例处接收的符号，r1表示在第二时间实例处 接收的符号，h0表示信道113A(图1)的信道系数，h1表示信道113B (图1)的信道系数，δ0表示信道113A(图1)的变化速率，δ1表示 信道113B(图1)的变化速率，以及*表示复共轭。在等式(7)中， 分母是可用于缩放接收的符号的幅度和相位的复数缩放系数。
在一些实施例中，可以执行附加的处理。在这些实施例中，可以 对高多普勒环境进一步改进软符号输出(v0，v1)207所表示的判定。 在这些实施例中，校正器210可以基本上基于如下等式生成修正的软 符号输出(θ0，θ1)211：

                                                                    (8)

在这些等式中，表示基于软符号输出vi的最大似然检测器208 的中间输出。基于修正的软符号输出(θ0，θ1)211的值，最大似然检 测器208可以生成最终判定以作为硬符号输出213。
在一些实施例中，为了增加解码器效率，可以按如下等式示出的 重新计算中间输出和修正的软符号输出θi：

                            (9)

在这些实施例中，可以根据等式(8)计算说明为修正的软符号 输出θ0和θ1的修改的软判定。此过程可以重复多次，当然本发明的范 围并不局限于此方面。在对具有瑞利分布的信道使用BPSK调制的示 例实施例中，对于复数信道变化速率(δi)和对于实数和虚数部分的 方差约为0.25的正态分布，可以优于标准Alamouti解码的BER实现 非常大的BER降低，当然本发明的范围并不局限于此方面。
在传递正交频分复用(OFDM)信号的一些实施例中，接收器106 还可包括傅立叶变换电路以由天线116(图1)接收的时域信号生成与 接收的符号201对应的频域信号。在这些实施例中，接收器106还可 以包括纠错电路，例如前向纠错(FEC)解码器，以对硬比特输出和/ 或软比特输出执行纠错解码，当然本发明的范围并不局限于此方面。 在一些实施例中，可以分别通过对硬符号输出213和软符号输出207 解调来生成硬比特输出和软比特输出。接收器106(图1)还可以具 有可作为其物理层电路的一部分的其他功能部件以生成与发射的符 号对应的已解码比特流，其未单独示出。
虽然空时解码器200图示为具有多个单独的功能部件，但是可以 将这些功能部件的其中一个或多个功能部件组合，并且可以通过软件 配置的部件(例如包括数字信号处理器(DSP)的处理部件)和/或其 他硬件部件的组合来实现这些功能部件的其中一个或多个功能部件。 例如，一些部件可以包括一个或多个微处理器、DSP、专用集成电路 (ASIC)和用于执行至少本文描述的功能的多种硬件和逻辑电路的组 合。在一些实施例中，空时解码器200的功能部件可以指一个或多个 处理部件上运行的一个或多个进程。
图3是根据本发明的一些实施例的用于将具有高多普勒频移的信 道中的信号解码的过程的流程图。过程300可以由空时解码器(例如 空时解码器200(图1)来执行，当然其他解码器配置也可能是适合 的。虽然过程300可应用于将具有高多普勒频移的信道中的信号解码， 但是过程300还可应用于将具有小或没有多普勒频移的信号解码。
在操作302中，计算信道系数(h0，h1)。在一些实施例中，信道 系数估计器202(图1)可以由从发射器(例如发射器102(图1)) 接收的训练信号来计算一组或多组信道系数。
在操作304中，由信道系数来计算信道变化速率(δ0，δ1)。在一 些实施例中，信道系数估计器202(图2)可以由操作302中生成的 信道系数来计算信道变化速率。
在操作306中，生成初始软符号输出(v0，v1)。在一些实施例中， 组合器206(图2)可以由接收的符号r0和r1、信道变化速率δ0和δ1以 及信道系数h0和h1生成初始软符号输出v0和v1。在一些实施例中， 可以基本上基于上文论述的等式(7)来生成初始软符号输出v0和v1。
在操作308中，生成初始硬符号输出(x0，x1)。在一些实施例中， 可以由最大似然检测器208(图2)基于操作306中生成的初始软符 号输出(v0和v1)生成初始硬符号输出x0和x1。
在操作310中，生成修正的软符号输出(θ0，θ1)。在一些实施 例中，校正器210(图2)可以由初始硬符号输出x0和x1、接收的符 号r0和r1、信道变化速率δ0和δ1以及信道系数h0和h1生成修正的软符 号输出θ0和θ1。在一些实施例中，可以基于上文论述的等式(8)来生 成修正的软符号输出θ0和θ1。
在操作312中，生成修正的硬符号输出(x0，x1)。在一些实施例 中，可以由最大似然检测器208(图2)基于操作310中生成的修正 的软符号输出θ0和θ1生成修正的硬符号输出x0和x1。
在操作314中，可以重复操作310和312以生成修正的硬符号输 出(x0，x1)。在一些实施例中，操作314是可选的。在这些实施例中， 可以通过操作310和312的单次迭代来生成修正的硬符号输出x0和 x1，当然本发明的范围并不局限于此方面。
当操作312或314完成时，可以由空时解码器200(图2)提供 最终的硬符号输出x0和x1以供后续处理来生成可与发射器102(图1) 编码的符号流对应的输出符号流。可以基于调制级别对输出符号流解 调以生成可与发射器102(图1)调制的比特流对应的输出比特流。
虽然将过程300的单个操作作为单独的操作图示和描述，但是这 些单个操作的其中一个或多个操作可以同时执行，并且不要求这些操 作按图示的次序来执行。
再次参考图1，在一些实施例中，发射器102和接收器106可以 通过多载波通信信道来传递OFDM通信信号。多载波通信信道可以位 于预定的频谱内，并且可以包含多个正交子载波。在一些实施例中， 可由紧密间隔的OFDM子载波来定义多载波信号。在一些实施例中， 发射器102和接收器106可以根据多接入技术(例如正交频分多址 (OFDMA))来通信，当然本发明的范围并不局限于此方面。在一些 其他实施例中，发射器102和接收器106可以使用扩频信号通信，当 然本发明的范围并不局限于此方面。
在一些实施例中，发射器102和/或接收器106可以作为通信站(例 如包括无线保真(WiFi)通信站、接入点(AP)或移动台(MS)的 无线局域网(WLAN)通信站)的一部分。在一些其他实施例中，发 射器102和/或接收器106可以是宽带无线接入(BWA)网络通信站 (例如微波访问全球互通(WiMax)通信站)的一部分，当然本发明 的范围并不局限于此方面。
在一些实施例中，发射器102和/或接收器106可以是便携式无线 通信设备(例如个人数字助理(PDA)、具有无线通信能力的膝上型 计算机或便携式计算机、网络平板计算机(web tablet)、无线电话、 无线手持机、传呼机、即时消息传递设备、数字相机、接入点、电视 机、医疗设备(例如，心率监视器、血压监视器等)或可以无线方式 接收和/或发射信息的其他设备)的一部分。
在一些实施例中，发射器102和接收器106使用的通信信号的频 谱可以包括5G赫兹(GHz)频谱或2.4GHz频谱。在这些实施例中， 5G赫兹(GHz)频谱可以包括范围从约4.9至5.9GHz的频率，2.4GHz 频谱可以包括范围从约2.3至2.5GHz的频率，当然本发明的范围并 不局限于此方面，因为其他频谱也同样适合。在一些BWA网络实施例 中，通信信号的频谱可以包括2与11GHz之间的频率，当然本发明 的范围并不局限于此方面。
在一些实施例中，发射器102和接收器106可以根据特定通信标 准来通信，例如电气和电子工程师协会(IEEE)标准，包括IEEE 802.11(a)、802.11(b)、802.11(g)、802.11(h)和/或802.11(n)标准和/或为 无线局域网建议的规范，当然本发明的范围并不局限于此方面，因为 它们还可适于根据其他技术和标准来发射和/或接收通信。在一些宽带 无线接入网实施例中，发射器102和接收器106可以根据用于无线城 域网(WMAN)的IEEE 802.16(e)和IEEE 802.16-2004标准(包括其 变化和演进)来通信，当然本发明的范围并不局限于此方面，因为它们 还可适于根据其他技术和标准来发射和/或接收通信。有关IEEE 802.11和IEEE 802.16标准的更多信息，请参考“IEEE Standards for Information Technology-Telecommunications and Information Exchange between Systems”-局域网(Local Area Networks)-具体要求(Specific Requirements)-第11部分“Wireless LAN Medium Access Control (MAC)and Physical Layer(PHY)，ISO/IEC 8802-11：1999”，以及城域 网(MetropolitanArea Networks)-具体要求(Specific Requirements)- 第16部分：“Air Interface for Fixed BroadbandWireless Access Systems”，2005年5月的以及相关的修改/版本。一些实施例涉及将包 括服务质量(QoS)特征的对IEEE 802.11WLAN规范的IEEE 802.11e 建议的增强，包括数据、语音和视频传输的优先化。
发射天线112和接收天线116可以包括一个或多个定向或全向天 线，包括例如，双极天线、单极天线、贴片天线、环形天线、微带天 线或适于RF信号发射的其他类型的天线。在一些多输入多输出 (MIMO)实施例中，可以使用两个或两个以上天线。在一些实施例 中，不使用两个或两个以上天线，还可以使用具有多个孔径的单个天 线。在这些实施例中，每个孔径可以视为单独的天线。
在一些其他实施例中，发射器102和接收器106可以根据例如称 为全球移动通信系统(GSM)的泛欧移动系统标准的标准来通信。发 射器102和接收器106还可以根据分组无线电服务来工作，例如通用 分组无线电服务(GPRS)分组数据通信服务。在一些实施例中，发 射器102和接收器106可以根据用于GSM的下一代的通用移动电话 系统(UMTS)来通信，通用移动电话系统(UMTS)可以例如实现 根据2.5G和3G无线标准(参见3GPP技术规范，版本3.2.0，2000 年3月)(包括3GPP长期演进(LTE))的通信技术。在这些实施例 的其中一些实施例中，发射器102和接收器106可以利用分组数据协 议(PDP)提供分组数据服务(PDS)。在一些实施例中，发射器102 和接收器106可以根据其他标准或其他空中接口(包括与GSM演进 的增强数据(EDGE)标准(参见3GPP技术规范，版本3.2.0，2000 年3月)兼容的接口)来通信，当然本发明的范围并不局限于此方面。
除非另行专门地指明，否则诸如处理、计算、运算、确定、显示 等的术语可指一个或多个处理或计算系统或类似设备可操纵处理系 统的寄存器和存储器内表示为物理(例如电子)量的数据并将其变换 成处理系统的寄存器或存储器或其他此类信息存储装置、传输或显示 设备内以相似方式表示为物理量的其他数据的动作和/或过程。而且， 正如本文所使用的，计算设备包括与计算机可读存储器耦合的一个或 多个处理部件，计算机可读存储器可以是易失性或非易失性存储器或 其组合。
本发明的一些实施例可以通过硬件、固件和软件的其中一种方式 或它们的组合来实现。本发明的实施例还可以作为存储在机器可读介 质上的指令来实现，这些指令可以被至少一个处理器读取并运行以执 行本文描述的操作。机器可读介质可以包括用于以机器(例如计算机) 可读形式存储或发射信息的任何机制。例如，机器可读介质可以包括 只读存储器(ROM)、随机访问存储器(RAM)、磁盘存储介质、光 存储介质、闪速存储器设备、电、光、声或其他形式的传播信号(例 如，载波、红外线信号、数字信号等)以及其他。
说明书摘要是遵照37C.F.R.1.72(b)部分提供的，其要求说明书 摘要使读者能够确定技术公开的性质或要点。摘要的提交基于以下认 识，即它将不用于限定或解释权利要求的范围或含义。因此，所附权 利要求结合到具体实施方式中，其中每个权利要求独立作为单独的优 选实施例。