有多谐振电路的电源模块与各种实施例
阅读：1065发布：2020-05-11
专利汇可以提供有多谐振电路的电源模块与各种实施例专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且有多 谐振 电路 的电源模 块 与各种 实施例 。本 发明 涉及电源 电子 设备。所述发明在自主变换器和脉冲调节器电路中的使用，使之能够降低主 开关 中的动态损耗和传导性的附加损耗，并在所述开关的开关操作期间，防止高频干扰。该电源模块有正、负和输出电源 端子 ，并包括各有相同类型的逆并联 二极管 的第一和第二开关，和LC 串联 电路。技术效果通过电容器的引入被获得，该电容器的第一和第二极板分别被连接到模块的输出电源端子与模块的正或负电源端子。，下面是有多谐振电路的电源模块与各种实施例专利的具体信息内容。
1.一种电源模块，包括：
第一和第二开关，它们的每一个有类似的逆并联二极管；和
串联的LC电路，
该第一开关的端子被接合到该第一逆并联二极管的阴极，该第一逆并联二极管被连接到该模块的正电源端子，而该第二开关的端子被接合到该第二逆并联二极管的阳极，该第二逆并联二极管被连接到该模块的负电源端子，
该串联的LC电路的第一输出被连接到该第一和第二开关的结合点，该串联的LC电路的第二输出被连接到该模块的输出电源端子，
其中，电容器被插入，该电容器的第一和第二极板，分别被连接到该模块的输出电源端子与该模块的正电源端子。
2.一种电源模块，包括：
第一和第二开关，它们的每一个有类似的逆并联二极管；和
串联的LC电路，
该第一开关的端子被接合到该第一逆并联二极管的阴极，该第一逆并联二极管被连接到该模块的正电源端子，而该第二开关的端子被接合到该第二逆并联二极管的阳极，该第二逆并联二极管被连接到该模块的负电源端子，
该串联的LC电路的第一输出被连接到该第一和第二开关的结合点，该串联的LC电路的第二输出被连接到该模块的输出电源端子，
其中，电容器被插入，该电容器的第一和第二极板分别被连接到该模块的输出电源端子与该模块的负电源端子。
有多谐振电路的电源模块与各种实施例
技术领域
背景技术
[0002] 转换器（converter）设计是已知的，它借助两个附加开关和串联连接的LC电路，提供主晶体管在零电流上柔和断开（mild disconnecting）（U.S.Patent.No5,486,752，于1996年1月23日公布）。
[0003] 上述解决方案的缺点，在于主晶体管的连接仍然坚固的事实，这大大地增加电路中的动态损耗。
[0004] 最接近所述发明的技术本质的，是包括电源模块（power module）的解决方案（U.S.Patent.No6,172,882，于2001年1月29日公布），该电源模块包括有沿相反方向且并行连接的二极管的两个开关，以及按一定方式连接的LC电路，该方式使被连接到沿相反方向且并行连接的二极管的阴极的第一开关的输出，被连接到该模块的负电源端子，串联的LC电路的第一输出被连接到这些开关的结合（juncture）点，而它的第二输出被连接到该模块的电源输出端子。
[0005] 上面公开的解决方案，提供转换器主开关在零电压上的柔和接通，以及它们在零电流上的柔和断开，这样大大地降低动态损耗的功率。然而，主开关在零电压上的柔和接通，是根据它们的反相二极管惯性性质的使用，且在负载电流增加时，它是不稳定的。在这种情形下，主开关上的电压变化速率是颇高的，导致在动态饱和及剩余电流的阶段上另外的功率损耗。上面公开的设计的再一个缺点，在于当开关主开关时产生高频噪声。
发明内容
[0006] 按照所述发明的装置的技术效果，在于如下各点：
[0007] 1.主开关在负载电流变化时柔和的开关操作的条件，由新建立的判据提供。
[0008] 2.主开关中动态损耗的降低，由于附加的电容器的连接，由这些开关上的电压边缘的相对慢的改变，在固定的阶段上被提供。
[0009] 3.由于在这些开关的柔和断开阶段上同时使用附加的电容器，使在这些开关的反向二极管中的电流振幅降低，提供了在主开关中另外的传导性损耗的降低。
[0011] 按照所述发明的第一目的，该技术效果的获得，是由于这样的事实，一种电源模块包括：第一和第二开关，它们的每一个有类似的逆并联二极管；和串联的LC电路，该第一开关的输出被连接到该第一逆并联二极管的阴极，该第一逆并联二极管被连接到该模块的正电源端子，而该第二开关的输出被接合到该第二逆并联二极管的阳极，该第二逆并联二极管被连接到模块的负电源端子，该串联LC电路的第一输出被连接到第一和第二开关的结合点，该串联LC电路的第二输出被连接到模块的电源输出端，把电容器插入电源模块，该电容器的第一和第二极板（plate），分别被接合（join）到模块的电源输出端子和模块的正电源端子。
[0012] 按照所述发明的第一目的，相同技术效果的获得，是由于这样的事实，电源模块包括：第一和第二开关，它们的每一个有类似的逆并联二极管；和串联的LC电路，该第一开关的输出被连接到该第一逆并联二极管的阴极，该第一逆并联二极管被连接到该模块的正电源端子，而该第二开关的输出被接合到该第二逆并联二极管的阳极，该第二逆并联二极管被连接到模块的负电源端子，该串联LC电路的第一输出被连接到第一和第二开关的结合点，该串联LC电路的第二输出被连接到模块的电源输出端子，把电容器插入电源模块，该电容器的第一和第二极板，分别被接合到模块的电源输出端子和模块的负电源端子。附图说明
[0013] 本发明通过附图被示出，附图中，相同元件用相同参考数字标识。
[0014] 图1示出按照第一实施例的有多谐振电路的电源模块。
[0015] 图2示出按照第二实施例的有多谐振电路的电源模块。
[0016] 图3示出最接近的模拟装置的图解。
[0017] 图4示出被连接到转换器的主开关电路的、有多谐振电路的电源模块。
[0018] 图5示出被连接到恒定电压转换器（脉冲调节器，升压型）的、有多谐振电路的电源模块。
[0019] 图6示出在直流侧被连接到电压变换器的、有多谐振电路的电源模块。
[0020] 图7示出在交流侧被连接到电压变换器的、有多谐振电路的电源模块。
[0021] 图8示出在直流侧被连接到有源整流器的、有多谐振电路的电源模块。
[0022] 图9示出被连接到三相电压变换器的、有多谐振电路的电源模块。
[0023] 图10示出在使用有按照本发明的多谐振电路的电源模块时，用于转换器的主开关之一的柔和接通的示波图。
[0024] 图11示出在没有电容器时，用于转换器的主开关之一的柔和接通的示波图。
[0025] 图12示出在使用有按照本发明的多谐振电路的电源模块时，用于转换器的主开关之一的柔和断开的示波图。
[0026] 图13示出在没有电容器时，用于转换器的主开关之一的柔和断开的示波图。
[0027] 图14示出用于有按照本发明的多谐振电路的电源模块的开关1的柔和开关操作的示波图。
[0028] 图15示出用于有按照本发明的多谐振电路的电源模块的开关2的柔和开关操作的示波图。
具体实施方式
[0029] 电源模块（图1）含有：第一开关1和第二开关2，它们的每一个有类似的逆并联二极管，串联的LC电路3，正电源端子4，负电源端子5，电源输出端子6和电容器7。
[0030] 被接合到第一逆并联二极管阴极的开关1的输出，被连接到正电源端子4，而被接合到第二逆并联二极管阳极的第二开关2的输出，被连接到负电源端子5。串联LC电路3的第一输出被连接到第一和第二开关1、2的结合点，串联LC电路3的第二输出被连接到电源输出端子6。电容器7的第一极板，被接合到正电源端子6，且电容器7的第二极板，被接合到正电源端子4。电容器7的第二极板，如图2所示，也能够被连接到负电源端子5。
[0031] 按照所述发明的装置，操作如下。
[0033] 为解决控制的问题，形成电路的元件的最少集合的组合，被认为是转换器的基本开关操作模型。两个开关、扼流圈（电源）和电容器（电压源），形成任何基本控制系统必需的最少集合，是人们熟知的。
[0034] 让我们考察有多谐振电路的电源模块，当它被连接到转换器的基本开关操作电路时（图4）的操作。
[0035] 让我们假定，电流源J被接合到转换器的主开关S1和S2的结合点。当第二主开关S2被断开时，所述J的电流流过第一主开关S1的逆并联二极管，该第一主开关S1相对于第二主开关S2是反相的。
[0036] 然后，主开关S2的输出电容器被充电到电源电压E，且反相（第一）主开关S1的输出电容器被完全放电。在这种情形下，电容器7也被放电到零。
[0037] 让我们考虑LC电路3的电容器上的初始电压等于U0+，有线路图（diagram）中示出的极性。电压U0+的绝对值，将在下面的转换周期（commutation period）的间隔之一上被确定。
[0038] 在接通第一主开关（晶体管）S1之前，第一开关1被接通。
[0039] 1.LC电路中电容器再充电的间隔
[0040] 通过断开第一开关1和第一主开关S1的逆并联二极管，由于振荡过程，LC电路中的电容器被再充电到初始电压U0+，但有相反极性。该再充电时间等于LC电路中谐振频率的半个周期：
[0041]
[0042] 这里Lk是LC电路中扼流圈的电感；Ck是LC电路中电容器的电容值。
[0044] 2.第一主开关S1的逆并联二极管的转换间隔（commutation interval）[0045] 在对电容器再充电之后，LC电路中扼流圈的电流，沿第一主开关S1的逆并联二极管电流的反向流动方向，开始增加，并当达到初始电流J时，该二极管被截止。转换间隔的时间Δt2，用下面方程式确定：
[0046]
[0047] 这里 是串联LC电路的波阻抗。
[0048] 在转换间隔的末端，LC电路中电容器Ck上的电压变成等于U0，该电压由下面方程式确定：
[0049]
[0050] 3.第二主开关S2输出电容的谐振放电的间隔
[0052] СТ=Сx. （4）
[0053] 在使第一主开关S1的逆并联二极管截止之后，并联谐振电路以该线路图被形成，它包括电源J，电容器CX，以及有串联等效电压源的LC电路中的扼流圈：
[0054] Еэкв=Е-uCk(t); （5）
[0055] 这里uCk(t)是LC电路中电容器上的电压。
[0056] 由此，第二主开关S2上的电压，将按照如下方程式变化：
[0057]
[0058] 这里 是接通第二主开关S2之前谐振过程的圆频率。
[0059] 在这种情形下，LC电路中电容器上的电压将是：
[0060]
[0061] 方程式（6）意味着，作为谐振的结果，零电压在第二主开关S2上被建立时的条件：
[0062]
[0063] 因此，第二主开关S2上零电压的条件，对于电路操作的电模式的给定参数（E和J）以及对于多谐振电路的选定参数（Lk，Ck和CX），由在第一开关S1中逆并联二极管的转换(commutation)瞬间串联LC电路中的电容器上的电压值确定。
[0064] 谐振间隔的持续时间Δt3，由方程式（6）对uS2(t)=0确定：
[0065]
[0066] 在间隔Δt3之后，第二主开关S2能够在零电压上被接通。
[0067] 4.能量从LC电路中的转换扼流圈释放的间隔
[0068] LC电路中电容器上的电压，在使第二主开关S2的输出电容放电之后，变成等于：
[0069]
[0070] LC电路的扼流圈中的电流，在使第二主开关S2的输出电容放电之后，变成等于：
[0071] I*=J+(U0ρ0)sin(ω0Δt3); （11）
[0072] 这里 是多谐振电路在接通第二主开关S2之后的波阻抗。
[0073] 在接通第二主开关S2之后，串联LC电路经由第一开关1的逆并联二极管，被连接到该电路的电源。求解LC电路中没有损耗的振荡过程的方程式，我们得到LC电路的扼流圈中的电流值：
[0074]
[0075] 这里β=arctg[(E-U*)(ρkI*)]。
[0076] 对时间积分（12），我们分别得到电容器Ck上的电压：
[0077]
[0078] 电流J和LC电路的扼流圈中电流的差，首先通过第二主开关S2的逆并联二极管，并且然后通过同一第二主开关S2流动。
[0079] 当第二主开关S2的晶体管上的电流，达到电流值J时，LC电路的扼流圈上的电流变成等于零。
[0080] 方程式（12）经过能量释放间隔Δt4到达零值，我们得到：
[0081]
[0082] 在这种情形下，LC电路中电容器上的电压变成等于：
[0083]
[0084] 这里U0-=uCk(Δt4)。
[0085] 等于U0-并有与初始电压U0+相反极性的、LC电路中电容器上的电压，能够进一步被用于第二主开关S2在零电流上的柔和断开。
[0086] 5.负载电流的传导性范围
[0087] 时间间隔Δt5，由第二主开关S2的断开状态的持续时间确定。
[0088] 6.第二主开关S2的谐振断开的间隔
[0089] 在断开第二主开关S2之前，控制信号被发送到第二开关2，而振荡LC电路的电流iLk(t)，沿经过断开的第二主开关S2流动的电流J的反向流动方向，开始增加：
[0090] iLk(t)=(U0-ρk)sin(ωkt). （16）
[0091] 在这种情形下，LC电路中电容器上的电压，将按照下面的规律变化：
[0092] uCk(t)=U0-cos(ωkt). （17）
[0093] 因为第二主开关S2处于断开状态，电容器7上的电压将保持不变。其后，谐振过程的圆频率在断开第二开关S2时，将由串联LC电路的频率ωk确定，该频率ωk不同于谐振频率ω0。
[0094] 因此，由串联LC电路3和电容器7组成的电源模块中的谐振电路，是多谐振的，因为当接通和断开转换器的第一和第二主开关S1、S2时，它有不同的谐振频率。
[0095] 第二主开关S2在零电流上的断开，只当满足如下条件时是可能的：
[0096] U0-≥ρkJ. （18）
[0097] 在LC电路中电流和电流J相等的瞬间，第二主开关S2的逆并联二极管被接通，所述电流的差通过它进一步流动。显然，在所述电流出现新的相等之前，来自第二主开关S2的控制信号将被截断。此后，反向（逆并联）二极管被截止，而被考虑的柔和转换(mild commutation)的间隔结束。
[0098] 间隔的持续时间Δt6，由方程式（16）对给定电流J确定：
[0099]
[0100] 在当LC电路中的电流达到最大值时的瞬间，LC电路中电容器上的电压将改变它的极性，并在其后增长到值Ux。该电压由方程式（17）在该方程式中代入时间间隔Δt6确定：
[0101]
[0102] 电压Ux取决于电流J，但它总比等于U0+的初始电压更低。为提供柔和开关操作循环的稳定性，有必要增加LC电路中电容器上电压的电平一直到初始值U0+。为此目的，在断开第二主开关S2并使它的反向（逆并联）二极管截止之后，第二开关2被留在断开状态。
[0103] 7.LC电路中电容器被再充电一直到电源电压的间隔
[0104] 因为电容器CK上的电压Ux比电源电压E更低，第一主开关S1的反相（逆并联）二极管，将在该间隔开始时处于闭合状态。因此，让电流J流动的唯一方式，是通过串联LC电路和断开的第二开关2。在这种情形下，电流J实际上将使电容器CK按线性方式充电：
[0105]
[0106] 再充电的间隔Δt7的持续时间，由电容器在电压E上的方程式（21）确定：
[0107]
[0108] 8.用于LC电路中电容器上初始电压的谐振恢复的间隔
[0109] 当LC电路中电容器上电压增加一直到电压E时，第一主开关S1的逆并联二极管是断开的。串联LC电路经过所述二极管，被连接到电源，而再一次谐振过程，在串联LC电路有圆频率ωk时开始。扼流圈中的电流和LC电路中电容器上的电压，由在这种情形下的方程式系统描述：
[0110]
[0111] 在四分之一（one forth）振荡过程周期之后，扼流圈电流流向第二开关2的逆并联二极管。
[0112] 在半个周期多之后，该逆并联二极管自动地被截止，LC电路中的扼流圈电流下降至零。因此，间隔Δt8的全部持续时间，是等于 的谐振周期的四分之三：
[0113]
[0114] 对LC电路中电容器上的电压，把Δt8代入方程式（23），我们在该间隔的末端获得：
[0115] uCk(Δt8)=E-ρkJ=U0+. （25）
[0116] 因此，人们能够认为，一个转换周期的全部循环被完成。而且，从电压U0+开始，人们能够开始新的时间步骤。
[0117] 在确定初始电压U0+的解析形式之后，在使第一主开关S1的反相（逆并联）二极管转换的瞬间，被指定为U0的LC电路中电容器上的电压，可以在不同形式下被表达。为此，用U0代换，从（25），对公式（3）可得：
[0118]
[0119] 然后，作为接通第二主开关S2的判据的公式（8），在零电压上，被变换成只包括规定电路的电模式的参数和多谐振电路的参数的形式：
[0120]
[0121] 让我们引入参数χ，它被称为线路图的负载因子：
[0122]
[0123] 事实上，参数χ等于电流J对第一和第二开关1和2的最大电流的比值。
[0124] 让我们还插入参数q，它被称为关系因子，它涉及零电流上断开第二主开关S2，以及在零电压上接通第二主开关S2的多谐振电路中的谐振频率：
[0125]
[0126] 让我们用被插入的因子重写方程式（26）：
[0127]
[0128] 如我们所指出，当不等式（30）被实现时，在零电流上柔和断开的判据，自动地按照方程式（18）被实现。对于目前的边界模式，这些方程式都是相同的等式。
[0129] 因此，不等式（30）表示新近建立的转换器主开关的柔和转换判据，该转换器与最接近的模拟装置相反，不依赖于电路中使用的二极管的惯性性质。
[0130] 电流J越高，越难满足柔和转换的判据。这就是为什么满足上述限制的多谐振电路元件的额定值，应当为最大负载电流而被选择。对电流J低于最大的各个值的所有其他值，主开关的柔和转换条件，将自动地符合。
[0131] 出现在被考虑装置的第一和第二开关1和2中的动态过程，都具有柔和特征，因为相同电流变化，由振荡LC电路中电流的光滑变化确定。第一和第二开关1和2在把它们接通之前，没有表现出它们的输出电容器有任何初步放电，该初步放电一般导致额外损耗。然而，因为这些开关的操作出现在相对短的时间间隔内，装置被用于比主开关更低的平均电流值。同样为此原因，第一和第二开关1和2的输出电容器大大地低于第一和第二主开关S1和S2。
[0132] 电容器7的应用，导致LC电路3中电容器的更高放电，同时接通主开关。一方面，它使柔和转换判据的实现变得有些复杂。另一方面，它能使主开关中传导性的附加损耗降低，因为主开关的反向二极管中的电流振幅，在它们的柔和断开阶段同时被降低。
[0133] 当电流J的方向变化时，即，当它从第一和第二主开关S1和S2的结合点，在第一主开关S1断开时的流动，该电流将通过第二主开关S2的逆并联二极管流动。类似于第二主开关的柔和转换的上述阶段，人们能够在使第一主开关S1转换之前，完成负载电流的柔和转换。为此目的，在接通第一主开关S1之前，第二主开关S2被解锁。然后在所述装置中，发生与以上所述对称的、并提供使第一主开关S1在零电压上接通的过程。而且，在断开第一主开关S1之前，第一开关1被接通，这样提供第一主开关S1在零电流上断开的条件。
[0134] 电容器7的第二极板，也能够被接合到负电源端子5。因为第二主开关S2的输出电容，在这种情形下仍然保持不变，与电容器的第二极板被连接到正电源端子4的解决方案比较，电路中的电过程将保持不变。
[0136] 让我们再考察按照所述发明的装置应用的一些实施例。
[0137] 图5示出有按照本发明的多谐振电路的，被连接到恒定电压转换器（升压型的脉冲调节器）的电源模块。
[0138] 在本转换器中的柔和转换，意思是，模块的正的和负的电源端子，分别被连接到转换器中恒定电压源的正极和负极，该柔和转换的功能由输出滤波器的电容器Сф提供，输出电源端子(output power terminal)被连接到转换器中直流电源的极（pole），该柔和转换的功能由输入L0上的扼流圈提供。
[0139] 图6示出有按照本发明的多谐振电路的、在直流侧被连接到电压变换器（inverter）的电源模块。
[0140] 按照本发明的柔和转换，在于这样的事实，模块的正和负电源端子分别被连接到转换器中恒定电压源的正极和负极，柔和转换的功能由变换器的电压源E提供，而输出电源端子被连接到转换器中直流电源的极，该柔和转换的功能由变换器的输入电流提供。
[0141] 图7示出有按照本发明的多谐振电路的、在交流侧被连接到电压变换器的电源模块。
[0142] 在本情形下，有多谐振电路的辅助电源模块的数量高达三个，与变换器相的数量一致。在该转换器中的柔和转换，在于这样的事实，三个模块的正和负电源端子，分别被连接到转换器中恒定电压源的正极和负极，柔和转换的功能由变换器的电压源E提供，而模块的输出电源端子被连接到转换器中交流电源的相应极，该柔和转换的功能由变换器的相电流提供。
[0143] 图8示出有按照本发明的多谐振电路的、在直流侧被连接到有源整流器的电源模块。
[0144] 在本转换器中的柔和转换，在于这样的事实，模块的正的和负的电源端子，分别被连接到转换器中恒定电压源的正极和负极，柔和转换的功能由整流器中输出滤波器的电容器Сф提供，而模块的输出电源端子被连接到转换器中直流电源的极，柔和转换的功能由有源整流器的输出电流提供。
[0145] 图9示出有按照本发明的多谐振电路的、被连接到三电平（three-level）电压变换器的电源模块。
[0146] 连接到三电平变换器的一个相的连接被示出。对单独的相，有多谐振电路的辅助电源模块的数量高达两个，与等效半桥线路图的数量一致，三电平系统的操作被减少到最后一个的操作。在该转换器中的柔和转换，在于这样的事实，模块的正和负电源端子分别被连接到转换器中恒定电压源的正极和负极，柔和转换的功能由变换器中输入滤波器的电容器提供，而模块的输出电源端子被连接到转换器中交流电源的极，柔和转换的功能由变换器的相电流提供。
[0147] 让我们考察按照本发明的装置实施例的例子。
[0148] 按照本发明的装置被构建并被用于三相电压变换器。
[0149] 电源电压E=500V。
[0150] 负载电流J=40A。
[0152] 有多谐振电路的电源模块的开关是PT-IGBT型，电压等级是1200V，平均集电极电流是50A，集电极的脉冲电流是400A，饱和电压是2.0V，输出电容是0.2nF。
[0153] 串联LC电路的扼流圈代表2.0μH的电感。
[0154] 串联LC电路的电容器有0.5μF的电容，电压是1000V。
[0155] 电容器7有8.2nF的电容，电压是1000V。
[0156] 图10示出在有按照本发明的多谐振电路的电源模块的应用中的这样的转换器的主开关之一的柔和接通的示波图。主开关在零电压上被接通，在接通时的动态损耗的能量实际上等于零。
[0157] 竖直标度：
[0158] 电压（通道3）—200V/刻度。
[0159] 电流（通道4）—20A/刻度。
[0160] 功率（通道M）—1000W/刻度。
[0161] 水平标度：
[0162] 时间—1微秒/刻度。
[0163] 图11示出转换器中主开关之一的柔和接通的示波图，该转换器在装置中（像在最接近的模拟装置中一样）没有电容器7。该示波图表明，在主晶体管（主开关）转换过程期间的强的高频噪声。该噪声是由于该主晶体管中输出电容相对低的值，产生高谐振频率的振荡的结果。
[0164] 竖直标度：
[0165] 电压（通道3）—200V/刻度。
[0166] 电流（通道4）—20A/刻度。
[0167] 功率（通道M）—1000W/刻度。
[0168] 水平标度：
[0169] 时间—1微秒/刻度。
[0170] 图12示出在有按照本发明的多谐振电路的电源模块的应用中的转换器主开关之一的柔和接通的示波图。主开关在零电压上被断开，在断开时的动态损耗的能量实际上等于零。
[0171] 竖直标度：
[0172] 电压（通道3）—200V/刻度。
[0173] 电流（通道4）—20A/刻度。
[0174] 功率（通道M）—1000W/刻度。
[0175] 水平标度：
[0176] 时间—1微秒/刻度。
[0177] 图13示出转换器主开关之一的柔和断开的示波图，该转换器主开关在装置中（像在最接近的模拟装置中一样）没有电容器7。该示波图表明，在主晶体管（主开关）断开过程期间的强的高频噪声。该噪声是由于该主晶体管中输出电容相对低的值，产生高谐振频率的振荡的结果。在开关的反向二极管中的电流幅值，与图12的示波图比较，有所增加。
[0178] 竖直标度：
[0179] 电压（通道3）—200V/刻度。
[0180] 电流（通道4）—20A/刻度。
[0181] 功率（通道M）—1000W/刻度。
[0182] 水平标度：
[0183] 时间—1微秒/刻度。
[0184] 图14示出有按照本发明的多谐振电路的电源模块中的开关1的柔和接通时的示波图。第一开关1在零电流上被接通和断开，转换的动态损耗的能量实际上等于零。
[0185] 竖直标度：
[0186] 电压（通道3）—200V/刻度。
[0187] 电流（通道4）—50A/刻度。
[0188] 功率（通道M）—1000W/刻度。
[0189] 水平标度：
[0190] 时间—1微秒/刻度。
[0191] 图15示出有按照本发明的多谐振电路的电源模块中的第二开关2的柔和转换时的示波图。第二开关2在零电流上被接通和断开，动态损耗的能量实际上等于零。
[0192] 竖直标度：
[0193] 电压（通道3）—200V/刻度。
[0194] 电流（通道4）—50A/刻度。
[0195] 功率（通道M）—1000W/刻度。
[0196] 水平标度：
[0197] 时间—2微秒/刻度。
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