Verfahren zum Betreiben eines Gasentladungsstrahlers, und Anordnung zur Durchführung eines solchen Verfahrens

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Gasentladungsstrahlers, und eine Anordnung zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Es gibt verschiedene Arten von Gasentladungsstrahlerπ, zB solche zur Erzeugung von UV-Strahlung, oder zur Erzeugung von IR-Strahlung. Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich der Einfachheit halber auf UV-Strahler, schließt aber stets alle Gasentiadungsstrahler ein.

Es ist eine Aufgabe der Erfindung, ein neues Verfahren zum Betreiben eines Gasentladungsstrahiers bereitzustellen, ebenso eine neue Anordnung zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Diese Aufgabe wird nach einem ersten Aspekt der Erfindung gelöst durch ein Verfahren gemäß Anspruch 1. Bei einer erfindungsgemäßen Form des Lampenstromes ergeben sich Kurvenformen von Strom und Spannung am Strahler, die eine wesentlich niedrigere Verzerrungsleistung und damit einen verbesserten Lampenfaktor ergeben. Versuche haben gezeigt, daß mit der Erfindung Lampenfaktoren in der Größenordnung von 0,98 erreichbar sind. Auch gibt der Strahler bei einem erfindungsgemäßen Verfahren während eines prozentual großen Teils jeder Halbwolle der zugeführten alternierenden Spannung Strahlung ab, da ja der Strom im Strahler - nach einem raschen Anstieg - etwa bis zur darauffolgenden Kommutierung auf einem Wert bleibt, der eine Abgabe von Strahlungsleistung ermöglicht. Deshalb kann mit demselben Strahler mehr Strahlung erzeugt werden als mit den bekannten Anordnungen, dh die Ausnutzung des Strahlers wird besser, und man kann mit einem Verfahren nach der Erfindung die Strahlungsleistung eines vorgegebenen Gasentladungsstrahiers erhöhen, also zB einer UV-Lampe vorgegebener Größe.

In Weiterbildung der Erfindung folgt die Kommutierung direkt auf das Strommaximum. Bei Erreichen des Strommaximums ist namiich das Gas im Strahler durch den vorhergehenden Temperaturanstieg sehr heiß geworden, so daß der Temperaturabfall durch die Kommutierung eine Kühlung des Strahlers darstellt, die einen unkontrollierten Temperatur- und Stromanstieg in ihm verhindert, jedoch nach der Kommutierung einen erneuten raschen Anstieg dieser 2

Temperatur auf einen für den Betrieb notwendigen und günstigen Wert nicht behindert, so daß der Strom nach dem Nulldurchgang (im Bereich der Kommutierung) unmittelbar wieder im Gleichklang mit der Spannung ansteigen kann. Man erhält so eine Form der Stromkurve, die der Form der Spannungskurve sehr ähnlich ist, welche diesen Strom bewirkt. Dadurch erhält man bei Strom und Spannung viele Harmonische gleicher Frequenz, welche zur Wirkleistung beitragen, während Harmonische ungleicher Frequenz (bei Spannung und Strom) nur Verzerrungsleistung S _v erzeugen und dadurch den Lampenfaktor LF reduzieren würden.

Eine bevorzugte Anordnung nach der Erfindung ist Gegenstand des Anspruchs 15. Durch Verwendung einer Kondensatoranordnung mit relativ großen Kapazitätswerten (gewöhnlich hunderte von μF) erreicht man, daß der Gleichstrom- Zwischenkreis, vom Strahler aus gesehen, einen niedrigen Innenwiderstand hat, und daß die Amplitude der Primärspannung des Transformators durch den Strom im Strahler nur wenig beeinflußt wird, so daß die Primärspannung einen im wesentlichen rechteckförmigen Verlauf haben kann. Dies ermöglicht dann auch einen entsprechend günstigen Verlauf des Stroms im Strahler während einer Halbwelle.

Eine weitere Lösung der gestellten Aufgabe ergibt sich durch den Gegenstand des Anspruchs 38. Man erhält so eine sehr einfache Möglichkeit, die Leistung einer Gasentladungslampe in einem weiten Bereich praktisch stufenlos, sehr genau, und sehr rasch zu verstellen. Dies ermöglicht in der industriellen Anwendung solcher Lampen hohe Energieeinsparungen, da eine solche Lampe nur noch dann voll eingeschaltet werden muß, wenn ihre Leistung auch wirklich benötigt wird. Es handelt sich also um eine sehr umweltfreundliche Erfindung mit einem hohen Einsparungspotential an elektrischer Energie.

Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus den Unteransprüchen. Es zeigt:

Fig. 1 ein Übersichtsschaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung, in 3 welches zur Verdeutlichung verschiedene Spannungs- und Stromformen eingetragen sind,

Fig. 2 eine schematische Darstellung eines Streufeldtransformators, wie er vor allem bei Netzfrequenz Verwendung finden kann,

Fig. 3 einen Schnitt, gesehen längs der Linie lll-lll der Fig. 2,

Fig. 4a bis c Kurvendarstellungen zur Erläuterung der Strom- und

Spannungsformen bei einer Anordnung nach dem Stand der Technik,

Fig. 5a bis c Spannungs- und Stromformen bei einer erfindungsgemäßen

Anordnung, bzw. bei einem Verfahren nach der vorliegenden Erfindung,

Fig. 6 eine Variante zu Fig. 1 ,

Fig. 7 eine Variante zu Fig. 1 ,

Fig. 8 eine Variante zu Fig. 1 , welche zeigt, wie dort mehrere Lampen 26, 26' angeschlossen werden können,

Fig. 9 eine Variante zu Fig. 1 , welche die Verwendung einer

Vollbrückenschaltung zum Betrieb eines Gasentladungsstrahles zeigt,

Fig. 10 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer bevorzugten Regelanordnung zum Betrieb eines Strahlers 26 mit unterschiedlichen Leistungen,

Fig. 11A und 11 B eine schematische Darstellung der Primär- und

Sekundärspannung bei Verwendung einer Amplitudenregelung,

Fig. 12A und B Oszillogramme von Primärspannung und Sekundärstrom bei einer erfindungsgemäßen Anordnung, die mit reduzierter Leistung betrieben wird,

Fig. 13 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Bauform eines 4

Streufeldtransformators, die sich besonders für erfindungsgemäße Anordnungen eignet, die bei höheren Betriebsfrequenzen betrieben werden sollen,

Fig. 14 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer bevorzugten Anordnung zur Leistungsregelung, mit analogen Komponenten,

Fig. 15 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer bevorzugten Anordnung zur Leistungsregelung, unter Verwendung digitaler Komponenten,

Fig. 16 ein Flußdiagramm zur Erläuterung der Fig. 15,

Fig. 17 ein ergänzendes Flußdiagramm mit einem Unterprogramm zur Berechnung des Lampenfaktors,

Fig. 18A & B Schaubilder zur Erläuterung der Digitalisierung von Spannungsund Stromkurven,

Fig. 19 ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer Beeinflussung des Wechselrichters 30 über einen PWM-Steller,

Fig. 20A & B Schaubilder zur Erläuterung der Wirkungsweise von Fig. 19,

Fig. 21 ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer Beeinflussung des Wechselrichters 30 über eine Blocksteuerung,

Fig. 22A & B Diagramme zur Erläuterung von Fig. 21 ,

Fig. 23 ein Blockdiagramm zur Erläuterung einer Beeinflussung des Wechselrichters 30 über eine inverse Blocksteuerung,

Fig. 24A & B Diagramme zur Erläuterung von Fig. 23,

Fig. 25 ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform eines Impulsgenerators zur Ansteuerung eines IGBT-Transistors, Fig. 26A-C Kurven zur Erläuterung von Fig. 25,

Fig. 27 die Darstellung einer Wechseirichterschaltung, welche mit Thyristoren arbeitet,

Fig. 28 ein Schaltbild einer Variante einer erfindungsgemäßen Anordnung,

Fig. 29 eine Darstellung der Ausgangsspannung des in Fig. 28 dargestellten Umrichters, bei einer Frequenz von 400 Hz und gemessen auf der Sekundärseite des Transformators 446,

Fig. 30 eine schematische Darstellung eines Rechenvorgangs bei der Auslegung des Transformators 446,

Fig. 31 Darstellungen von Sekundärspannung (oben) und Sekundärstrom

(unten) direkt nach dem Einschalten der Gasentladungslampe 26 der Fig. 28,

Fig. 32 eine Darstellung analog Fig. 31 , wobei aber die Lampe ihre

Betriebstemperatur erreicht hat; diese Darstellung zeigt auch die Umschaltung von einer höheren Frequenz (links) des Umrichters zu einer niedrigen Frequenz f1 (rechts),

Fig. 33 Spannung und Strom am Ausgang des Transformators 446 bei einer Leistung von ca. 2,5 kW,

Fig. 34 eine Darstellung analog Fig. 33, aber bei einer Leistung von ca. 4,5 kW,

Fig. 35 eine Meßkurve 471 , welche die einer UV-Lampe zugeführte Leistung im Frequenzbereich 400 bis 1400 Hz zeigt,

Fig. 36 eine schematische Darstellung zur Erzeugung einer rechteckförmigen Ausgangsspannung mittels eines Pulswechselrichters, 6

Fig. 37 eine schematische Darstellung zur Erzeugung einer sinusförmigen Ausgangsspannung mittels eines Pulswechseirichters,

Fig. 38 eine Darstellung einer erfindungsgemäßen Trocknungsvorrichtung mit einer UV-Lampe,

Fig. 39 ein Schaltbild einer weiteren Variante einer erfindungsgemäßen Anordnung mit einem dreiphasigen Wechselrichter,

Fig. 40 ein Schaltbild, welches zeigt, wie eine Mehrzahl von Gasentladungslampen an die Anordnung der Fig. 39 angeschlossen werden kann, und

Fig. 41 eine prinzipielle Darstellung eines Drehstromtransformators in einer bevorzugten Bauart.

Es gibt verschiedene Arten von Gasentladungsstrahlern, zB solche zur Erzeugung von UV-Strahlung, oder zur Erzeugung von IR-Strahlung. Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich der Einfachheit halber auf UV-Strahler, schließt aber stets alle Gasentladungsstrahler ein. Bevorzugt wird die Erfindung bei Quecksilberdampf-Entladungsstrahlern verwendet. Bei diesen ist häufig das Quecksilber mit einem zusätzlichen Element dotiert, um eine bestimmte Frequenzverteilung der abgestrahlten Energie zu erhalten.

UV-Strahler, wie sie zB in Druckereien zum Trocknen von Druckfarben verwendet werden, haben erhebliche elektrische Leistungen und werden deshalb aus dem Wechselstromnetz betrieben. In der Wechselstromtechnik unterscheidet man bei sinusförmigen Spannungen und Strömen zwischen Wirkleistung P, Scheinleistung S, und Blindleistung Q. Die Scheinleistung S ist definiert als das Produkt aus Effektivwert u _e ff der Spannung und Effektivwert i _Θff des Stromes, also

S = u _β ff X iβff -. (1 )

Die Wirkleistung P ist definiert als

P = U _Θ ff xi _βf fx cos φ ... (2)

Die Blindleistung ist definiert als

Q = u _θ ff x ie _f f sin φ ... (3). Besteht zwischen Spannung und Strom keine Phasenverschiebung φ, so gilt cos φ = 1 und sin φ = 0, dh S = P (die Scheinleistung entspricht der Wirkleistung), und die Blindleistung Q = 0.

Besteht zwischen Spannung und Strom eine Phasenverschiebung von φ = 90°, so ist cos φ = 0 und sin φ = 1 , dh die Wirkleistung P = 0 und S = Q, dh die Scheinleistung S ist eine reine Blindleistung, und diese Blindleistung Q pendelt zwischen Erzeuger und Verbraucher hin und her.

In einem UV-Strahler fließt gewöhnlich ein nichtsinusförmiger Strom, da ein solcher Strahler den Charakter eines nichtlinearen Widerstands hat. Durch seine starke Temperaturabhängigkeit verzerrt er Spannung und Strom und hat deshalb die Charakteristik einer nichtlinearen Last. Ein solcher Strahler hat nicht etwa den Charakter einer Induktivität oder einer Kapazität, sondern den eines Widerstands, dh die Nulldurchgänge von Strom und Spannung stimmen überein, aber wegen des nichtlinearen Widerstands des Strahlers erzeugt auch eine sinusförmige Spannung in ihm einen nichtsinusförmigen Strom.

Während man bei sinusförmigen Größen mit den Funktionen cos φ und sin φ rechnet, also cos φ = P/S ... (4), verwendet man bei nichtsinusförmigen Größen den sogenannten Leistungsfaktor λ, der definiert ist als λ = P/S ... (5).

Falls bei nichtsinusförmigen Größen die Scheinleistung zusammengesetzt ist aus einer Wirkleistung P und einer Blindleistung Q, erhält man eine zusätzliche

Komponente der Scheinleistung S, die man als Verzerrungsleistung S _v bezeichnet, nach der Gleichung

S = (P2 + Q2 + Sv2)0,5 ... (6)

Physikalisch gesehen ist die Verzerrungsieistung ebenfalls eine Blindleistung. 8

Während aber die Blindleistung Q durch "Blindelemente" (Induktivitäten L, Kapazitäten C) hervorgerufen wird, entsteht die Verzerrungsleistung S _v allein durch die Oberwellen der nichtsinusförmigen Größen (Strom, Spannung) an dem Strahler.

Da ein Gasentladungsstrahler, abgesehen von der Induktivität seiner Zuleitungen, keine induktiven oder kapazitiven Komponenten enthält, besteht die Blindleistung, die ihm zugeführt werden muß, im wesentlichen aus dieser Verzerrungsleistung S _v . Diese bestimmt folglich ganz wesentlich den Leistungsfaktor λ, der in der UV- Branche als Lampenfaktor LF bezeichnet wird und der bei den heute üblichen Anordnungen zwischen 0,7 und 0,9 liegt.

In der UV-Technik: λ = LF (Lampenfaktor) ...(7)

Gelegentlich wird dieser Lampenfaktor - fälschlich - auch als cos φ des Strahlers bezeichnet. Dieser relativ niedrige Lampenfaktor ist nach den Erkenntnissen der Erfinder eine Folge davon, daß solche Strahler eine erhebliche Verzerrungsleistung S _v benötigen, die nicht zur Wirkleistung P beiträgt, so daß die Scheinleistung S wesentlich größer ist als die Wirkleistung P.

Fig. 1 zeigt eine Übersichtsdarstellung einer bevorzugten Anordnung 10 nach der Erfindung. Diese hat einen steuerbaren Gleichrichter 12, der hier als vollgesteuerter Dreiphasen-Gleichrichter in sogenannter B6-Schaltung dargestellt ist, der aus einem Dreiphasennetz mit den Phasen R, S, T gespeist wird. Statt eines vollgesteuerten Gleichrichters kann ggf. auch ein halbgesteuerter Gleichrichter verwendet werden, wie das in Fig. 6 dargestellt ist, oder bei kleineren Leistungen eine einphasige, voll- oder halbgesteuerte Gleichrichter-Brückenschaltung bekannter Bauart. Der Gleichrichter 12 kann auch über einen Transformator (nicht dargestellt) an das Dreiphasennetz R, S, T angeschlossen werden.

Nachteilig bei der Verwendung von Gleichrichterschaltungen gemäß Fig. 1 oder 6 ist die Art der Netzbelastung, dh der Strom vom Netz zum Gleichrichter 12 ist nicht sinusförmig. Denn ein Strom durch den Gleichrichter 12 kann nur fließen, wenn seine Ausgangsspannung höher ist als die Spannung an dem Kondensator, der an ihn angeschlossen ist. 9

Eine sinusförmige Netzbelastung läßt sich jedoch erreichen bei Verwendung eines sogenannten Schaltnetzteils anstelle des Gleichrichters 12. Solche Schaltnetzteile werden zB von der Firma AEG unter der Bezeichnung AC2000 verkauft. Zusätzlich ermöglichen sie die Verwendung von relativ kleinen Glättungskondensatoren (vgl. die Kondensatoren 20, 22 in Fig. 1 oder den Kondensator 150 in Fig. 9). Dies ist sehr vorteilhaft, wenn die Ausgangsspannung eines solchen Schaltnetzteils geregelt werden soll, da sich dann im Regelkreis kleine Totzeiten ergeben. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung stellt deshalb die Verwendung eines Schaltnetzteils eine bevorzugte Lösung dar. Da es sich um an sich bekannte Bauteile handelt, ist ein Schaltnetzteil nicht gesondert dargestellt.

An den Ausgang des Gleichrichters 12 sind eine positive Leitung 14 und eine negative Leitung 16 angeschlossen, die zusammen einen Gleichstrom- Zwischenkreis 18 bilden, an dem im Betrieb eine variable Gleichspannung U liegt, die bei 19 symbolisch dargestellt ist. Wenn die Spannung am Dreiphasennetz zB 400 V beträgt, hat die Spannung U einen Maximalwert von 560 V. Diese Spannung wird geglättet durch zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren 20, 22 gleicher Größe, die zwischen sich einen künstlichen Nullpunkt 24 bilden.

Die Kondensatoren 20, 22 haben relativ hohe Kapazitätswerte von zB jeweils 1500 μF, da sie im Betrieb hohe Ströme für den Betrieb eines Gasentladungsstrahiers in Form einer UV-Lampe 26 liefern müssen, die zB eine Leistung von 3,2 kW bei einer Betriebsspannung ("Brennspannung") von 600 V abgibt. Außerdem müssen sie ggf. induktive Lasten (lange Anschlußleitungen) kompensieren, über die die UV-Lampe 26 mit Strom versorgt wird.

Für den Kapazitätswert dieser Kondensatoren 20, 22 gilt, daß sie die Oberwellen der Gleichspannung U ausfiltern müssen, andererseits aber auch nicht so groß sein dürfen, daß sie die Totzeit einer nachfolgend beschriebenen Amplitudenregelung (mittels Verstellung der Spannung U) zu groß werden lassen. Die optimale Größe muß deshalb nach diesen Kriterien experimentell bestimmt werden.

An den Gleichstrom-Zwischenkreis 18 ist bei diesem Ausführungsbeispiel eine Wechselrichter-Halbbrücke 30 angeschlossen. Diese hat einen oberen IGBT- Transistor 32, der mit seinem Kollektor an die Plusleitung 14 und mit seinem 1 0

Emitter an einen Knotenpunkt 34 angeschlossen ist. Ferner hat sie einen unteren IGBT-Transistor 36, der mit seinem Kollektor an den Knotenpunkt 34 und mit seinem Emitter an die Minusleitung 16 angeschlossen ist. Parallel zum Transistor 32 liegt eine Umschwingdiode 38, und parallel zum Transistor 36 eine Umschwingdiode 40. Bei induktiver Last, zB durch eine lange Anschlußleitung zur Lampe 26, dienen die Dioden 38, 40 auch als Rückstromdioden. (IG = Insulated Gate).

Zur Ansteuerung der Basen der beiden IGBT-Transistoren 32, 36 dient eine Anordnung 42. Diese enthält für jeden der beiden Transistoren 32, 36 ein Zündmodul (vgl. Fig. 25), ferner die notwendigen Ansteuerverstärker für diese Zündmodule. Die Frequenz des Wechselrichters 30, die gewöhnlich im Bereich zwischen 50 und 800 Hz liegen wird, wird von einem Oszillator 44 vorgegeben. Beim Ausführungsbeispiel beträgt sie etwa 400 Hz. Aus den eingangs dargelegten Gründen ist es vorteilhafter, eine höhere Frequenz zu verwenden, da dann die Temperatur des Gases in der Lampe in einem engeren Temperaturband gehalten werden kann, was nach den Erkenntnissen der Erfinder die Verzerrungsleistung V _s verringert und dadurch den Lampenfaktor LF verbessert.

Als IGBT kann zB der Typ FF150R12 KF22FN von der Firma EUPEC verwendet werden, wobei der Typ entsprechend der Lampenleistung gewählt werden muß. Als Zündmodul kann zB (von Motorola) der Typ MC33153D oder MC33153P verwendet werden. In Fig. 25 wird beispielhaft eine geeignete Schaltung für ein solches Zündmodul angegeben.

Da die UV-Lampe 26 mit Hochspannung versorgt werden muß, benötigt man einen Transformator zur Erzeugung dieser Hochspannung. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird ein Streufeldtransformator 46 verwendet, wie er nachfolgend anhand von Fig. 2 und 3 bzw. von Fig. 13 näher erläutert wird. Die Primärwicklung 48 dieses Transformators 46 ist zwischen dem künstlichen Nullpunkt 24 und dem Knotenpunkt 34 angeschlossen.

Da die Kondensatoren 20 und 22 gleich groß sind, liegt am künstlichen Nullpunkt 24 etwa die Spannung U/2. Wird also der IGBT 32 durch sein Zündmodul leitend gesteuert, so fließt von der Plusleitung 14 ein Strom über die Primärwicklung 48 zum künstlichen Nullpunkt 24, wobei der Kondensator 20 teilweise entladen und 1 1 der Kondensator 22 geladen wird, so daß das Potential am Punkt 24 etwas positiver wird.

Anschließend wird der Transistor 32 durch sein Zündmodul (in der Anordnung 42) gesperrt, und nach einer vorgegebenen zeitlichen Verzögerung (Schonzeit) von zB 100 μs wird der Transistor 36 eingeschaltet, worauf dann ein Strom vom Punkt 24 über die Primärwicklung 48 zur Minusleitung 16 fließt. Durch diesen Strom wird der Kondensator 20 geladen und der Kondensator 22 entladen, so daß hierbei das Potential am Punkt 24 etwas sinkt. Wegen der Größe der Kondensatoren 20, 22 ändert sich jedoch das Potential am Punkt 24 nur wenig, und man erhält insgesamt an der Primärwicklung eine etwa rechteckförmige Primärspannung u _p , wie sie in Fig. 1 bei 50 schematisch dargestellt ist.

Diese Primärspannung erzeugt in der Sekundärwicklung 52 des Streufeldtransformators 46 eine Sekundärspannung u _s , die bei 54 schematisch dargestellt ist, und zwar für den Zustand, bei dem die UV-Lampe 26 ihre Brennspannung erreicht hat, zB 600 V. In diesem Zustand hat die Lampe 26 ihre Betriebstemperatur erreicht und gibt ihre volle Leistung ab. (Beim Start ergeben sich andere Kurvenformen und andere Spannungen, da beim Start die Lampe 26 zunächst gezündet und erwärmt werden muß, wofür ggf. eine höhere Spannung erforderlich ist. Hierbei ergeben sich dann auch andere Stromformen.)

Die bei 54 dargestellte Spannung u _s ist, wie die Primärspannung u _p , eine im wesentlichen rechteckförmige Spannung, hat aber, bedingt durch die Eigenschaften des verwendeten Streufeldtransformators 46, einen etwas verzögerten Anstieg, etwa nach Art einer e-Funktion.

Diese Spannung u _s erzeugt in der Lampe 26 einen Lampenstrom i _s , der bei 58 schematisch dargestellt ist. Wie bereits erläutert, handelt es sich um den Strom nach Erreichen der Betriebstemperatur der Lampe. Dieser Strom hat jeweils am Anfang einer Halbwelle einen etwa e-förmigen Anstieg 60, und daran anschlies- send im Bereich 62 einen etwa linearen Anstieg bis zu einem Maximum 64, bei dem der Strom (durch das Umschalten der Stromrichtung in der Primärwicklung 48) kommutiert wird. Die negative Halbwelle hat dieselbe Form wie die positive Halbwelle, vgl. die Darstellung bei 58 und in der nachfolgenden Fig. 5b. 1 2

Zur Ansteuerung des steuerbaren Gleichrichters 12 dient eine Anordnung 66. Diese enthält die Zündmodule für die Phasenanschnittsteuerung der Thyristoren des steuerbaren Gleichrichters 12, ferner die Ansteuerverstärker für diese Zündmodule, und eine Anordnung zur Synchronisierung der Brückenansteuerung mit der Frequenz des Dreiphasennetzes R, S, T (über Verbindungsleitungen 68). Derartige steuerbare Gleichrichter, ihre Zündmodule und Ansteuerverstärker sind kommerziell erhältliche Bauteile. Sie werden deshalb nicht im einzelnen beschrieben. Die Spannung U am Zwischenkreis 18 kann mittels eines Signals 69 gesteuert werden, das einem Eingang 70 der Anordnung 66 zugeführt wird.

Das Signal 69 wird erzeugt von einer Steuer- oder Regelanordnung 72, die im einfachsten Fall als Stellpotentiometer ausgebildet sein kann, mit dem ein Signal 69 durch manuelle Einstellung erzeugt wird. Im allgemeinen handelt es sich jedoch bei der Anordnung 72 um eine Regeleinrichtung, die je nach den Erfordernissen verschieden aufgebaut sein kann. Dies wird nachfolgend näher erläutert.

Über einen Stromwandler 74 auf der Sekundärseite des Transformators 46 wird der Strom i _s auf dieser Sekundärseite erfaßt und in einer Anordnung 76 in einen Effektivwert i _ef t für diesen Strom umgesetzt. Bevorzugt wird hierfür eine Anordnung verwendet, welche den echten Effektivwert dieses Stromes, den sogenannten TRUE RMS, liefert. Hierfür gibt es spezielle ICs, welche auch bei Stromformen, die stark von der Sinusform abweichen, einen echten Effektivwert liefern. Als Beispiel für einen solchen IC kann angegeben werden: True RMS to DC Converter AD736 von Analog Devices.

Ebenso wird die Spannung u _s auf der Sekundärseite des Transformators 46 mittels eines Spannungswandlers 78 einer Anordnung 80 zugeführt, welche an ihrem Ausgang den echten Effektivwert dieser Spannung liefert, also u _e t _f . Als Beispiel für die Anordnung 80 kann angegeben werden: True RMS to DC Converter AD736 von Analog Devices.

In der dargestellten Weise werden die Effektivwerte für Strom und Spannung der Anordnung 72 zugeführt und in dieser weiterverarbeitet. Ggf. kann, wie bei 82 angedeutet, durch die Anordnung 72 auch die Anordnung 42 gesteuert werden, 1 3 also die Zeit, während deren die Transistoren 32, 36 jeweils leitend sind. Hierfür werden nachfolgend Beispiele angegeben.

Im einfachsten Fall genügt es, nur das von der Anordnung 76 abgegebene Signal i _θf f der Anordnung 72 zuzuführen und mit dem Ausgangssignal 69 der Anordnung 72 die Anordnung 66 zu steuern, dh in diesem Fall wird der Strom i _s durch die Lampe 26 auf einen Wert geregelt, der von einem Sollwertgeber 84 der Anordnung 72 zugeführt wird. Nachfolgend werden zahlreiche Beispiele für mögliche Regeianordnungen angegeben. Es muß aber betont werden, daß selbst bei Verwendung eines Potentiometers zur Erzeugung des Signals 69 sehr gute Ergebnisse mit der beschriebenen Anordnung möglich sind.

Fig. 2 zeigt - als Beispiel - eine typische Bauart eines Streufeldtransformators 46. Dieser hat einen etwa rechteckförmigen Magnetkern, der aus einzelnen Teilen aufgebaut ist, nämlich zwei geraden Längsschenkeln 90, 92, von denen jeder eine Spule der Primärwicklung 48 und eine Spule der Sekundärwicklung 52 trägt. Diese Spulen haben jeweils, wie dargestellt, einen Abstand D voneinander, um die Ausbildung eines Streufelds, und den Einbau einer Streufeldbrücke, zwischen den Spulen der Primärwicklung 48 und der Sekundärwicklung 52 zu ermöglichen. Die Anschlüsse der Primärwicklung 48 sind mit 48a, 48b und die Anschlüsse der Sekundärwicklung 52 sind mit 52a, 52b bezeichnet.

(Es soll hier ausdrücklich darauf hingewiesen werden, daß Fig. 13 eine zweite, bevorzugte Ausführungsform 46' eines Streufeldtransformators zeigt, der nach den heutigen Erkenntnissen besonders für höhere Frequenzen geeignet ist. Diese Variante wird nachfolgend beschrieben werden.)

Zwischen den Längsschenkeln 90, 92 des Transformators 46 befinden sich - an deren Enden - kürzere Querstücke (Joche) 94, 96. Die Teile 90, 92, 94, 96 sind aus Transformatorenblech aufgebaut, bevorzugt als sogenannte Modulelemente. Fig. 3 deutet bei 98 solche Bleche in der üblichen Weise an. Sie haben typisch eine Dicke von 0,35 mm und sind gegeneinander isoliert. Bei Betrieb mit 50 Hz werden auch Blechdicken von 0,5 mm verwendet

Modulelemente sind aus einzelnen Blechen 98 aufgebaut. Diese Bleche sind unter 1 4 hohem mechanischem Druck miteinander verklebt und bilden daher einen kompakten Block. Dieser Block ist dort mit einer geschliffenen Fläche versehen, wo sich ein anderer Block an ihn anschließt. ZB sind die Joche 94 und 96 an ihren beiden Längsenden geschliffen, damit beim Übergang zum benachbarten Schenkel 90 (links) bzw. 92 (rechts) kein störender Luftspalt entsteht, und die Schenkel 90, 92 sind an den betreffenden Grenzflächen, zB der Fläche 100, ebenfalls komplementär geschliffen. Die Modulelemente werden durch (nicht dargestellte) Schraubenbolzen in enger Anlage aneinander gehalten, um die Luftspalte an den Grenzflächen möglichst klein zu halten, bzw. um ihnen eine definierte Größe zu geben.

Innerhalb des Abstands D sind zwischen den Längsschenkeln 90, 92 sogenannte Streufeldbleche 102 in der dargestellten Weise angeordnet. Sie sind an den Enden jeweils mittels einer Isolierschicht 104, 106 isoliert und so zwischen die beiden Längsschenkel 90, 92 eingeklemmt. Ihre Anzahl bestimmt die Eigenschaften des Streufeldtransformators 46. Diese Anzahl wird experimentell bestimmt, entsprechend den Werten der UV-Lampe 26.

Im Leerlauf erzeugen die beiden Spulen der Primärwicklung 48 hauptsächlich einen magnetischen Fluß 108 durch die Längsschenkel 90, 92 und die beiden Joche 94, 96. Dieser Fluß 108 bewirkt vor dem Zünden die erwünschte hohe Zündspannung an den beiden Spulen der Sekundärwicklung 52.

Bezeichnet man den Strom in der Primärwicklung mit li , und die Windungszahl der Primärwicklung mit wi, ebenso den Strom in der Sekundärwicklung mit I ₂ , und deren Windungszahl mit W ₂ , so ergibt sich folgende Wirkungsweise:

Wenn die Lampe 26 zündet, wirkt sie fast wie ein Kurzschluß, und der Transformator 46 wird belastet. Hierbei entsteht in der Primärwicklung 48 eine sehr große magnetische Erregung x wi , die der in der Sekundärwicklung 52 nahezu gleich großen Erregung I ₂ x W ₂ entgegenwirkt. Nur der Unterschied dieser beiden Erregungen bildet den gemeinsamen magnetischen Fluß im Eisenweg aus. Ein erheblicher, von diesen großen magnetischen Erregungen getriebener Fluß 110 weicht dem Gegendruck aus und schließt sich unter Umgehung der Sekundärspulen 52 durch die Streubleche 102. Dadurch wird der Nutzfluß 108 1 5 geschwächt, so daß nach dem Zünden die Sekundärspannung zwischen den Anschlüssen 52a, 52b entsprechend kleiner wird.

Beim Einschalten einer UV-Lampe 26 ist diese kalt, und sie wird zunächst während einer Zeit von einer oder mehreren Minuten durch den Strom erwärmt, der durch sie fließt, bis sie ihre Betriebstemperatur erreicht hat. Bei dieser Betriebstemperatur arbeitet sie dann mit einer Spannung, die als Brennspannung bezeichnet wird und die meist wesentlich niedriger ist als die Zündspannung. Der Unterschied zwischen Zünd- und Brennspannung ist eine Folge des Aufbaus dieser speziellen Transformatoren-Bauart.

Die Wirkungsweise eines solchen Transformators soll nun anhand der Fig. 4a bis 4c näher erläutert werden. Diese Figuren zeigen den Fall gemäß dem DE-UM 9 304 274, daß der Streufeldtransformator 46 mit einer sinusförmigen Primärspannung u _p betrieben wird, dh, daß zB zwischen die Anschlüsse 48a, 48b eine sinusförmige Wechselspannung von 400 V angeschlossen wird. Die Darstellung gemäß den Fig. 4a bis 4c entspricht also dem Stand der Technik. Die Fig. 4a und 4b sind Oszillogramme. Fig. 4c ist eine Schemadarstellung, die nicht auf Messungen beruht, sondern auf theoretischen Überlegungen.

Solange die Spannung u _s an der Lampe 26 niedrig ist, ist deren Widerstand hoch, also die Leitfähigkeit gering, und deshalb arbeitet der Transformator 46 bei ansteigender Spannung zunächst ähnlich wie im Leerlauf, dh es ergibt sich hauptsächlich der Fluß 108 und damit ein Spannungsverlauf 1 14 auf der Sekundärseite, der etwa der Leerlaufspannung des Transformators 46 entspricht, also der bereits erläuterten Zündspannung.

An der Stelle 116 beginnt die Lampe 26 stärker zu leiten, dh ihr Widerstand nimmt ab, und der magnetische Fluß im Transformator 46 nimmt deshalb stark zu, so daß ab diesem Zeitpunkt ein zunehmender magnetischer Fluß 110 durch die Streubleche 102 fließt und die Sekundärspannung u _s deshalb reduziert wird. Diese folgt dann im wesentlichen einer sinusförmigen Spannungskurve 118, deren Amplitude wesentlich niedriger ist als die Amplitude der Spannungskurve 114. Die Spannungskurve 118 wird auch als Brennspannung der Lampe bezeichnet. 1 6

Im Bereich 120 nimmt der Streufluß durch die Streubleche 102 kontinuierlich zu, und dies ist deshalb ein Übergangsbereich, der wie eine kontinuierliche Strombegrenzung für die Lampe 26 wirkt.

Wie Fig. 4b zeigt, hat diese Strombegrenzung, in Verbindung mit der nichtiinearen Charakteristik der Lampe 26, einen Verlauf des Lampenstroms is zur Folge, der sehr stark von der Form der zugeführten Spannung u _s abweicht. Dies zeigt sich inbesondere an den Stellen 122, 124, wo der Strom i _s Eindellungen hat, so daß die Lampe 26 ihre eigentliche Lampenleistung L (Fig. 4c) im wesentlichen nur zwischen diesen Stellen 122, 124 abgibt, was in Fig. 4c stark schematisiert dargestellt ist.

Fig. 4c zeigt auch die Amplitude L _ma χ der maximalen Lampenleistung und eine Amplitude L _{70 %} von 70 % der maximalen Lampenleistung. Wie man erkennt, beträgt bei Fig. 4c das Verhältnis der Zeit T _{0 %} , während deren die Lampenleistung L mindestens 70 % beträgt, zur Gesamtzeit T _I0 tai einer Halbwelle, etwa 40 %, dh die Lampe 26 gibt nur während etwa 40 % der Gesamtzeit ihre Spitzenleistung ab. Dies führt zu einer schlechten Ausnutzung der Lampe, und auch zu einem schlechten Lampenfaktor LF, und ist vermutlich eine Folge des starken Unterschieds der Form von Sekundärspannung u _s (Fig. 4a) einerseits und Sekundärstrom i _s (Fig. 4b) andererseits. Auch kann vermutet werden, daß die Leistung nach dem Maximum des Sinus stark abnimmt, was vermutlich zu einer starken Auskühlung der Lampe und einer entsprechenden Zunahme ihres Widerstands führt.

Festzuhalten ist, daß der Streufeldtransformator 46, wenn er eine UV-Lampe 26 mit Strom versorgt, als Strombegrenzung für diese Lampe wirkt, und zwar als Strombegrenzung mit einer äußerst kurzen Ansprechzeit, also mit einer extrem hohen Betriebssicherheit. Deshalb wird bei der vorliegenden Erfindung in bevorzugter Weise ein Streufeldtransformator 46 verwendet, doch sind auch andere Lösungen möglich, wie nachstehend erläutert wird. Ein Streufeldtransformator hat auch den Vorteil, daß er eine erhöhte Zündspannung für die Lampe 26 liefert, doch haben Versuche gezeigt, daß bei einer Anordnung gemäß Fig. 1 in vielen Fällen die Zündspannung nicht viel höher zu sein braucht 1 7 als die Brennspannung, so daß im Prinzip auch ein "normaler" Transformator ohne Streufeld genügen würde, dessen Sekundärwicklung mit einer Drossel in Reihe geschaltet ist, wie nachfolgend in Fig. 7 oder Fig. 40 dargestellt.

Da bei der Erfindung eine Frequenz von zB 400 Hz für die Spannung u _p verwendet wird, kann der Kern des Transformators einschließlich der beiden Wicklungen 48, 52 entsprechend kleiner ausgelegt werden, so daß sich eine kleinere Baugröße ergibt als bei Betrieb mit 50 Hz. Jedoch ist die Erfindung auch mit einer niedrigeren oder höheren Frequenz als 400 Hz ausführbar.

Da bei einer Frequenz von 400 Hz höhere Ummagnetisierungsverluste in den Modulelementen 90, 92, 94, 96 entstehen, hat es sich als vorteilhaft erwiesen, den Transformator 46 dabei für eine relativ geringe Magnetflußdichte von 0,3 bis 0,5 T auszulegen, während bei Modulelementen, und Betrieb mit 50 Hz, eine Magnetflußdichte im Bereich zwischen 1 ,2 und 1 ,8 T verwendet wird, je nach Qualität der Bleche 98, die in den Modulelementen 90, 92, 94, 96 verwendet werden. Sofern der Transformator 46 zwangsgekühlt wird, zB mittels eines Gebläses, ist auch eine höhere Magnetflußdichte möglich, doch wird in den meisten Fällen ein Transformator bevorzugt, bei dem keine zusätzliche Kühlung erforderlich ist. Die Auslegung hängt naturgemäß auch von der maximal zulässigen Umgebungstemperatur des Transformators und von der Höhe über dem Meeresspiegel ab, bei der der Transformator 46 betrieben wird. Die entsprechenden Regeln für die Auslegung von Streufeldtransformatoren sind dem Fachmann bekannt und brauchen deshalb hier nicht dargelegt zu werden.

Die Fig. 5a bis 5c zeigen für eine erfindungsgemäße Anordnung gemäß Fig. 1 dieselben Werte, wie sie für den Stand der Technik in den Fig. 4a bis 4c dargestellt sind.

Wie bereits bei Fig. 1 erläutert und dort bei 50 dargestellt, hat die Primärspannung u _p des Transformators 46 einen im wesentlichen rechteckförmigen Verlauf. Dieser Verlauf ist deshalb in Fig. 5 nicht nochmals dargestellt.

Durch den Transformator 46 werden nicht alle Oberwellen einer rechteckförmigen Primärspannung übertragen, so daß die Sekundärspannung u _s den Verlauf hat, 1 8 wie er in Fig. 5a dargestellt ist. ZB findet zum Zeitpunkt t-ι eine Umschaltung (Kommutierung) der Transistoren 32, 36 statt, dh der bisher leitende Transistor wird gesperrt, und nach einer kurzen Schaltpause (Schonzeit) von zB 100 μs wird der andere Transistor leitend gesteuert. Dies hat auf der Sekundärseite des Transformators 46 einen etwa e-förmigen Anstieg der Sekundärspannung u _s zur Folge, die etwa zum Zeitpunkt t ₂ ihr positives Maximum erreicht und dieses bis zum Zeitpunkt t ₃ beibehält, an dem eine neue Kommutierung im Wechselrichter 30 erfolgt.

Wie Fig. 5b zeigt, ändert sich der Sekundärstrom i _s zwischen den Zeitpunkten ti und t ₂ , also im Bereich 60 der Fig. 1 , ebenfalls etwa nach Art einer e-Funktion, und steigt dann zwischen den Zeitpunkten t ₂ und t ₃ etwa linear an, so daß er zum Kommutierungszeitpunkt t ₃ sein Maximum 64 erreicht, bei dem auch die Lampe 26 den maximalen Augenblickswert ihrer Lampenleistung L erreicht.

Wie Fig. 5c zeigt, nimmt nach dem Zeitpunkt ti der Kommutierung des Stromes i _s die Lampenleistung L in einem Bereich 61 sehr rasch auf Null ab, was eine - notwendige - Reduzierung der Temperatur des Gases in der Lampe 26 bewirkt. Anschließend nimmt in einem Bereich 63 die Lampenleistung rasch und etwa nach eine e-Funktion wieder zu, und steigt dann in einem Bereich 65 etwa linear bis zu einem Maximum 67 an, wo die Kommutierung erfolgt.

An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß Fig. 5a und b Oszillogramme sind, nicht aber Fig. 5c, die nur eine schematische Darstellung zeigt, da solche raschen Verläufe sehr schwierig zu messen sind.

In Fig. 5c ist die maximale Lampenleistung mit Lm _ax bezeichnet, und ebenso ist eine Linie L _{70 %} mit 70 % der maximalen Lichtleistung eingetragen. Man erkennt, daß hier, im Vergleich zu Fig. 4c, das Verhältnis der Zeitdauer T ₇ 0 _% zur Zeit T _to tai einer Halbwelle etwa 65 bis 75 % beträgt, was eine bessere Ausnutzung der Lampe und einen entsprechend besseren Lampenfaktor LF bewirkt. Anders gesagt, ermöglicht dieselbe Lampe 26 mit der Erfindung eine höhere Lampenleistung als mit einer Anordnung nach dem Stand der Technik. Gleichzeitig kann dadurch auch die Lampenleistung in einem größeren Bereich variiert werden, 1 9 da die niederste Leistung einer Lampe dadurch begrenzt ist, daß diese wegen mangelnder Energiezufuhr zu stark auskühlt und dadurch ausgeht; wenn also die maximale Lampenleistung erhöht wird, bedeutet dies automatisch eine Vergrößerung des Bereichs, in dem die Lampenleistung verändert werden kann, denn dadurch wird dieser Bereich nach oben erweitert.

Der Lampenfaktor LF ist gemäß den Gleichungen (1) und (5) definiert als

LF = P/(u _Θ ff χ ieff) (8), wobei P = von der Lampe abgegebene Wirkleistung, u _βff = Effektivwert der Spannung an der Lampe, und i _ef f = Effektivwert des Stromes durch die Lampe.

Der Lampenfaktor LF liegt im allgemeinen zwischen 0,7 und 0,9. Bei der Erfindung kann er bis zu einem Wert von etwa 0,98 gesteigert werden, was aus verschiedenen Gründen sehr vorteilhaft ist.

Eine zufriedenstellende theoretische Erklärung dieses Phänomens ist derzeit nicht möglich. Die Spannungsformen nach Fig. 4a bzw. 5a sind ja nicht extrem unähnlich, und doch ergibt sich bei Fig. 5b eine völlig andere Form des Lampenstroms i _s als bei Fig. 4b, und ein stark verbesserter Lampenfaktor.

Wesentlich erscheint nach dem jetzigen Stand der Erkenntnis, daß die Temperatur in der Lampe vermutlich der Form des Stromes mit einer sehr geringen Verzögerung folgt, da das Gas in der Lampe praktisch keine Energie speichern kann und auch die Energiespeicherkapazität des Lampenkolbens sehr gering ist. Weiter erscheint nach den Erkenntnissen der Erfinder wesentlich, daß die Lampe 26 immer in einem engen Temperaturband betrieben werden sollte, dh die Lampentemperatur sollte möglichst wenig schwanken, da dann auch der Widerstand der Lampe möglichst wenig schwankt und nur geringe transiente Widerstandsänderungen auftreten.

Bei der Stromform gemäß Fig. 5b nimmt im Bereich 62 die Lampenleistung L etwa linear zu, dh das ist prinzipiell eine instabile Situation, weil die Leitfähigkeit der Lampe 26 hier immer besser wird. Würde die Lampe 26 ständig an eine konstante Gleichspannung angeschlossen, so würde sie wegen der ständig zunehmenden 2 0

Leistungsaufnahme sehr rasch explodieren.

Dieser Teil der Stromkurve (Bereich 62) muß also in regelmäßigen Abständen durch eine kurze Abkühlphase unterbrochen werden, und dies geschieht bei der Kommutierung, wo der Lampenstrom i _s durch Null geht und folglich die Leistungszufuhr zur Lampe 26 kurzzeitig unterbrochen wird.

Es soll aber betont werden, daß es sich hier nur um Hypothesen handelt, die erst durch lange Untersuchungen, zB an einem entsprechenden Hochschulinstitut, bestätigt werden müßten.

Fig. 6 zeigt als Variante die Verwendung eines halbgesteuerten Dreiphasen- Brückengleichrichters 12'. In den unteren Brückenzweigen befinden sich hier Dioden 13, und in den oberen Brückenzweigen Thyristoren 15, die von den Zündimpulsgebern in der Anordnung 66 gesteuert werden. Der übrige Teil der Anordnung stimmt mit Fig. 1 überein und ist deshalb nicht dargestellt. Die Anordnung nach Fig. 6 hat einen einfacheren Aufbau, reagiert aber weniger schnell auf Änderungen des Signals am Eingang 70.

Fig. 7 zeigt eine Variante zum Streufeldtransformator 46 der Fig. 1. An seiner Stelle wird hier ein Standardtransformator 130 (ohne Streufeldbrücke) verwendet, wobei die Lampe 26 mit einer Drossel 132 in Reihe geschaltet ist. Die Drossel 132 verhindert einen unkontrollierten Stromanstieg in der Lampe 26 und wirkt deshalb als Strombegrenzung. Die Lösung gemäß Fig. 1 mit dem Streufeldtransformator 46 wird aber bevorzugt, da sie flexibler ist und weniger Bauteile erfordert.

Fig. 8 zeigt den Anschluß von zwei UV-Lampen 26, 26' an dieselbe Anordnung 10, also an denselben Gleichstrom-Zwischenkreis 18. Jede Lampe hat ihren eigenen Streufeldtransformator 46 bzw. 46', der nach den Bedürfnissen dieser Lampe ausgelegt ist, und sie hat ihren eigenen Wechselrichter 30 bzw. 30', welche identisch aufgebaut sein können. Die Teile des Wechselrichters 30' sind deshalb mit denselben Bezugszeichen bezeichnet, aber mit einem nachgestellten Apostroph, also zB IGBT-Transistor 32'.

Die Primärwicklung des Transformators 46 ist zwischen dem Punkt 24 und dem 2 1

Knotenpunkt 34 geschaltet, ebenso wie bei Fig. 1. Die Primärwicklung des Transformators 46' ist zwischen dem Punkt 24 und dem Knotenpunkt 34' geschaltet, dh der Punkt 24 dient als künstlicher Nullpunkt für beide Wechselrichter 30 und 30'. Der Wechselrichter 30 wird gesteuert von der Anordnung 42 und dem Oszillator 44, welcher die Frequenz vorgibt, zB 400 Hz. Der Wechselrichter 30' wird gesteuert von einer Anordnung 42', und ebenfalls vom Oszillator 44. Naturgemäß muß die Kapazität der Kondensatoren 20, 22, welche zusammen eine Kondensatoranordnung 136 bilden, an den Leistungsbedarf der beiden Lampen 26 und 26' angepaßt sein.

Die übrigen Teile der Anordnung gemäß Fig. 8 stimmen mit Fig. 1 überein und sind deshalb in Fig. 8 nicht nochmals dargestellt.

Fig. 9 zeigt ausschnittsweise eine Anordnung 10, bei der als Wechselrichter 30" eine Vollbrückenschaltung verwendet wird. Diese ist als sogenannte H-Brücke aus vier IGBT-Transistoren aufgebaut, nämlich zwei oberen Transistoren 140, 142 und zwei unteren Transistoren 144, 146. Zu diesen Transistoren sind jeweils Umschwingdioden 140', 142', 144', 146' parallelgeschaltet.

Der Transistor 140 ist mit seinem Kollektor an die Plusleitung 14 angeschlossen, und mit seinem Emitter an den Anschluß 48a der Primärwicklung 48 des Streufeldtransformators 46, mit dem auch der Kollektor des Transistors 144 verbunden ist, dessen Emitter an die Minusleitung 16 angeschlossen ist.

In gleicher Weise ist der Transistor 142 mit seinem Kollektor an die Plusleitung 14 angeschlossen, und mit seinem Emitter an den Anschluß 48b der Primärwicklung 48, mit dem auch der Kollektor des Transistors 146 verbunden ist, dessen Emitter an die Minusleitung 16 angeschlossen ist.

Zur Ansteuerung Transistoren des Wechselrichters 30" dient eine Anordnung 42", welche die Zündmodule (vgl. Fig. 25) für diese Transistoren enthält und welche ihren Takt, zB 400 Hz, von einem Oszillator 44 erhält.

Die Kondensatoranordnung 136' enthält hier nur einen einzigen Kondensator 150, zB einen Elektrolytkondensator mit 1000 μF. Die Größe dieses Kondensators 150 2 2 hängt hauptsächlich von drei Faktoren ab: a) Dem Aufbau des Gleichrichters 12. Die Oberwellen dieses Gleichrichters müssen effektiv ausgefiltert werden, um eine möglichst rechteckförmige Spannung an der Primärwicklung 48 des Streufeldtransformators 46 zu erhalten. ZB braucht ein Schaltnetzteil einen kleineren Kondensator. b) Der Leistung der Lampe 26 und deren Betriebsfrequenz. Eine Lampe 26 hoher Leistung braucht einen größeren Kondensator 150 als eine Lampe kleiner Leistung, da ja der Lampenstrom besonders in dem Bereich 62 (Fig. 5b) zu großen Teilen aus dem Kondensator 150 gespeist wird. c) Der Art der Regelung. Falls eine Amplitudenregelung (mit Veränderung der Zwischenkreisspannung U) verwendet wird, darf der Kondensator 150 nicht zu groß werden, da sonst die Totzeit des Reglers zu groß wird, dh dieser reagiert dann zu langsam. Falls die Regelung nicht über die Zwischenkreisspannung U erfolgt, sondern am Wechselrichter, spielt diese Überlegung keine Rolle.

Arbeitsweise von Fig. 9

Durch die Anordnung 42" werden zB zuerst die beiden Transistoren 140 und 146 eingeschaltet, so daß von der Plusleitung 14 ein Strom durch den Transistor 140 zur Primärwicklung 48 und von dort durch den Transistor 146 zur Minusleitung 16 fließt. Nach einer Halbwelle, also bei 400 Hz nach 1150 μs, wird durch entsprechende Signale der Anordnung 42" der Strom durch die Transistoren 140, 146 unterbrochen. Nach einer Schonzeit (Pause) von 100 μs werden die Transistoren 142 und 144 von der Anordnung 42" eingeschaltet ("Kommutierung"), so daß jetzt ein Strom von der Plusleitung 14 durch den Transistor 142, die Primärwicklung 48, und den Transistor 144 zur Minusleitung 16 fließt. Dieser wird ebenfalls nach 1150 μs unterbrochen. Es schließt sich wiederum eine Schonzeit (Pause) von 100 μs an, in der keiner der Transistoren leitet, und der beschriebene Zyklus wiederholt sich ständig mit der Frequenz von zB 400 Hz.

Wenn die Transistoren 140, 146 leitend sind, fließt der Strom in der Primärwicklung 48 vom Anschluß 48a zum Anschluß 48b. Wenn umgekehrt die Transistoren 142, 144 leitend sind, fließt der Strom in der Primärwicklung 48 vom Anschluß 48b zum Anschluß 48a. Man erhält so eine alternierende Rechteckspannung an der Primärwicklung 48, und eine entsprechende Spannung an der Sekundärwicklung 52, dh 2 3 im wesentlichen dieselben Spannungs- und Stromkurven, wie sie in Fig. 5a und 5b dargestellt sind. Im Vergleich zu Fig. 1 ist aber hier die Amplitude der Primärspannung doppelt so hoch, und die Primärströme werden - bei gleicher Lampenleistung -entsprechend kleiner. Der Transformator 46 muß entsprechend ausgelegt werden.

In Fig. 9 sind die übrigen Teile der Anordnung 10 nicht dargestellt. Der Kürze halber wird hierzu auf Fig. 1 verwiesen.

Wenn bei Fig. 9 an den Wechselrichter 30" weitere Lampen angeschlossen werden sollen, hat jede Lampe ihren eigenen Streufeldtransformator (nicht dargestellt), und dessen Primärwicklung wird an die Punkte 48a, 48b der Schaltung nach Fig. 9 angeschlossen, also parallel zur Primärwicklung 48 des Transformators 46.

Fig. 10 zeigt eine sogenannte Stromregelung für die Lampe 26. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben. Die beschriebenen Varianten, zB nach den Fig. 6 bis 9, können bei Fig. 10 in der gleichen Weise verwendet werden.

Aus einem Wechselstrom- oder Dreiphasennetz 11 wird der steuerbare Gleichrichter 12 mit Strom versorgt und speist seinerseits den Gleichstrom- Zwischenkreis 18, an den der Wechselrichter 30 angeschlossen ist, der von der Anordnung 42 und dem Oszillator 44 gesteuert wird, um eine rechteckförmige Wechselspannung zu erzeugen, zB mit 400 Hz.

An den Wechselrichter 30 ist über den Streufeldtransformator 46 und den Stromwandler 74 die Lampe 26 angeschlossen. Die Anordnung 76 setzt den vom Stromwandler 74 erfaßten Strom in einen echten Strom-Effektivwert i _e ff (TRUE RMS) um, und dieser wird dem Regler 72 zugeführt, ebenso ein Strom-Sollwert vom Sollwertgeber 84. Im Regler 72 wird die Differenz zwischen dem Wert i _eff und dem eingestellten Strom-Sollwert gebildet, und damit wird über die Steueranordnung 66 der steuerbare Gleichrichter 12 und damit die Gleichspannung U am Zwischenkreis 18 gesteuert. Wenn also der Lampenstrom 2 4 zu hoch wird, wird die Spannung U am Zwischenkreis 18 reduziert, und wenn der Lampenstrom zu niedrig ist, wird diese Spannung erhöht. Es handelt sich also um eine Amplitudensteuerung.

Die Fig. 11 A und 11 B zeigen das Grundprinzip der Amplitudensteuerung, das sich im vorliegenden Fall als sehr vorteilhaft erwiesen hat. Fig. 11A zeigt die Spannung u _p auf der Primärseite des Streufeldtransformators 46. Es handelt sich um eine Rechteckspannung mit einer Frequenz von zB 400 Hz, und eine Änderung der Spannung U am Zwischenkreis 18 bewirkt eine Änderung der Amplitude dieser Spannung, wie durch die Pfeile 154 angedeutet. Bei einem Wechselrichter gemäß Fig. 1 hat die Spannung u _p die Amplitude U/2, und bei einem Wechselrichter gemäß Fig. 9 hat sie die Amplitude U.

Entsprechend dieser Änderung 154 ändert sich auch die Amplitude der Spannung u _s auf der Sekundärseite des Streufeldtransformators 46, wie in Fig. 11 B dargestellt, dh wenn die Spannung U am Zwischenkreis 18 zunimmt, nimmt auch die Amplitude von u _s entsprechend zu.

Fig. 12A zeigt (für die Anordnung nach Fig. 1 ) Meßwerte für eine reduzierte Primärspannung u _p (mit einer Frequenz von 400 Hz), und Fig. 12B zeigt die entsprechenden Stromwerte für den Lampenstrom i _s , der ebenfalls eine reduzierte Amplitude hat. Die Stromkurve gemäß Fig. 12B (mit einem niedrigen Strom i _s ) kann verglichen werden mit der Stromkurve gemäß Fig. 5B, die einen höheren Strom zeigt. Es ergibt sich dieselbe günstige Form des Stroms i _s , also ein rascher e- förmiger Anstieg 60 und anschließend ein langsamerer linearer Anstieg 62 bis zum Strommaximum 64, aber bei reduzierter Amplitude des Stromes. Die in Fig. 12B sichtbaren Spikes 156 des Lampenstroms entstehen durch die Umschaitvorgänge bei der Kommutierung des Stromes.

Mit einer derartigen Amplitudensteuerung über den Gleichrichter 12 ist es möglich, die Lampenleistung bis zu etwa 20 % des Maximalwerts herunterzuregeln, da ja die Lampe 26 während des größten Teils einer Halbwelle mit Strom versorgt wird und diese Stromversorgung nur während der Kommutierung kurzzeitig reduziert bzw. unterbrochen wird. Die Fig. 12A und 12B zeigen, daß sich insgesamt eine 2 5 sehr günstige Form der Energiezufuhr zur Lampe 26 ergibt, so daß die Leistungsabgabe der Lampe sehr weit reduziert werden kann. Eine natürliche Grenze für die Leistungsreduzierung ergibt sich dadurch, daß bei niedriger Leistung die Lampe zu stark abkühlt und dann erlischt.

Fig. 13 zeigt eine Variante 46" zu dem Streufeldtransformator 46 der Fig. 2 und 3. Dieser hat ebenfalls einen rechteckförmigen Eisenkern, der aus zwei Schenkeln 160, 164 und zwei Jochen 162, 166 in der dargestellten Weise aufgebaut ist. Die Bleche dieser Modulteile haben eine Dicke von 0,35 mm und sind unter Druck miteinander verklebt, vgl. Fig. 3. Diese Modulteile sind durch nicht dargestellte Schraubenbolzen so miteinander verspannt, daß sich an den Verbindungsstellen zwischen den einzelnen Modulteilen, zB an der Trennfuge 168, kleine und exakt definierte Luftspalte ergeben. (Selbstverständlich ist auch ein Aufbau des Eisenkerns aus Einzelblechen nicht ausgeschlossen.)

Die Primärwicklung hat hier vier Spulen 170, 172, 174, 176, und die Sekundärwicklung hat zwei Spulen 178, 180, die in der Mitte der beiden Schenkel 160, 164 befestigt sind.

Die beiden unteren Primärspulen 174, 176 haben einen Abstand D1 von den Sekundärspulen 178, 180, und in diesem Abstand D1 sind Streubleche 182 zwischen den Schenkeln 160, 164 unter Zwischenschaltung von zwei Isolatoren 184, 186 befestigt.

Die beiden oberen Primärspulen 170, 172 haben einen Abstand D2 von den Sekundärspulen 178, 180, und in diesem Abstand D2 sind Streubleche 188 unter Zwischenschaltung von Isolatoren 190, 192 zwischen den Schenkeln 160, 164 befestigt.

Die Anzahl der Streubleche 182, 188 wird durch Versuche ermittelt, nämlich durch Betrieb des Transformators 46" mit der zugeordneten UV-Lampe 26, wie bereits bei Fig. 2 beschrieben.

Ebenso wie in Fig. 2 sind die Anschlüsse der Primärwicklung (Spulen 170, 172, 174, 176) mit 48a und 48b bezeichnet, wobei sich die elektrischen Verbindungen V 2 6 dieser Spulen aus Fig. 13 direkt ergeben. Die Anschlüsse der Sekundärwicklung sind in Fig. 2 mit 52a und 52b bezeichnet, und ihre elektrische Verbindung ergibt sich ebenfalls aus Fig. 13.

Wirkungsweise von Fig. 13

Im Leerlauf ergibt sich ein magnetischer Fluß 188 durch alle vier Modulkomponenten, so daß in den beiden Spulen 178, 180 der Sekundärwicklung die volle Spannung induziert wird, also die bereits erläuterte Zündspannung.

Bei Belastung erzeugen die oberen Primärspulen 170, 172 einen Streufluß 192 durch die oberen Streubleche 188, und die unteren Primärspulen 174, 176 erzeugen einen Streufluß 190 durch die unteren Streubleche 182, so daß die Spannung an den Spulen 178, 180 der Sekundärwicklung auf die bereits erläuterte Brennspannung sinkt.

Die Bauart nach Fig. 13 eignet sich besonders für höhere Frequenzen. Der Grund hierfür ist folgender: Bei der Bauart nach Fig. 2 und 3 steigt mit zunehmender Frequenz die Kurzschlußspannung U _k so stark an, daß die benötigte Leistung für den Betrieb der Lampe 26 nicht mehr vom Transformator 46 übertragen werden kann. Unterteilt man gemäß Fig. 13 die Primärwicklung in eine größere Zahl von Spulen 170, 172, 174, 176, so wird die Kurzschlußspannung U _k reduziert mit der Folge, daß die erforderliche Leistung vom Streufeldtransformator 46" übertragen werden kann.

Man könnte das auch mit der Bauart nach Fig. 2 und 3 erreichen, müßte dort aber einen Transformatorkern mit einem wesentlich größeren Querschnitt verwenden, also einen Transformatorkern, der eine wesentlich größere Leistung übertragen kann. Dann würde auch dort - trotz der großen Kurzschlußspannung U _k - die Leistung ausreichen, um eine bestimmte UV-Lampe zu betreiben. Nachteilig hierbei wären aber die wesentlich höheren Kosten für den Transformator.

Unter Kurzschlußspannung U _k versteht man im Transformatorenbau folgendes: Wenn die Sekundärwicklung in Fig. 13 zwischen den Anschlüssen 52a, 52b kurzgeschlossen wird, fließt dort ein Kurzschlußstrom. 2 7

Man erhöht nun die Meßspannung (Primärspannung) u _p zwischen den Klemmen 48a, 48b solange, bis dieser Kurzschlußstrom dem Nennstrom der Sekundärwicklung entspricht. Wenn zB die Nennspannung U _n für die Primärwicklung 400 V entspricht, und diese Meßspannung beträgt bei Nennstrom und Sekundär-Kurzschluß nur 300 V, so sagt man, die Kurzschlußspannung U _k betrage 300/400 = 75 %, dh dieser Wert wird gewöhnlich als Prozentsatz angegeben. Er sollte hier bevorzugt unter 65 % liegen, gewöhnlich im Bereich von 60 bis 65 %.

Die Magnetflußdichte wird auch hier auf etwa 0,3 ... 0,5 T ausgelegt, wenn der Transformator 46" zB bei 400 Hz betrieben wird. Die Erläuterungen, die im Zusammenhang mit den Fig. 4a bis c gegeben wurden, gelten in analoger Weise für den Streufeldtransformator 46" nach Fig. 13.

Fig. 14 zeigt das Blockschaltbild einer sogenannten Leistungsregelung, dh der Istwert S der von der Lampe 26 aufgenommenen elektrischen Scheinleistung wird berechnet und auf einen Wert S _s (Führungsgröße) geregelt, der an einem Sollwertgeber 84 vorgegeben wird. Die Regelung erfolgt durch Änderung der Spannung U am Gleichstrom-Zwischenkreis 18, wie bereits bei Fig. 1 beschrieben. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Der echte Effektivwert i _e ff des Lampenstroms wird mittels des IC 76 bestimmt, und der echte Effektivwert u _e f der Spannung an der Lampe 26 wird mittels des IC 80 bestimmt, die bereits bei Fig. 1 beschrieben wurden. Anschließend wird aus diesen Werten bei 198 die Scheinleistung S bestimmt, die von der Lampe 26 aufgenommen wird, nach der eingangs bereits angegebenen Formel (1 )

S = u _β ff xi _θ ff

Alternativ könnte man auch für verschiedene Leistungen den Lampenfaktor LF empirisch ermitteln, ihn in einem Kennfeld speichern, und dann die Wirkleistung P aus Effektivspannung u _β ff und Effektivstrom i _erf ermitteln nach der Formel 28

P = u _ef fx ief _f x LF ...(9)

Im allgemeinen genügt jedoch die Regelung der Scheinleistung S, da diese nur wenige Prozent größer ist als die Wirkleistung P.

Im Bauteil 72 wird die Scheinleistung S verglichen mit einem Sollwert S _s vom Sollwertgeber 84, und die Differenz zwischen Scheinleistung und Sollwert wird in einem Regelverstärker 200 verstärkt und der Anordnung 66 zugeführt, welche den steuerbaren Gleichrichter 12 und damit die Spannung U am Zwischenkreis 18 steuert.

Die Vorgänge bei der Regelung sehen gleich aus wie in den Figuren 11A, 11 B, 12A, 12B dargestellt, dh die Amplitude der Spannung U am Zwischenkreis 18 wird so verändert, daß die Scheinleistung S auf den Wert S _s geregelt wird.

In der gleichen Weise ist - als vereinfachte Variante - auch eine Spannungsregelung möglich, wobei dann nur die Spannung u _e ff an der Lampe 26 auf einen Sollwert geregelt wird. Diese Variante ist nicht dargestellt, hat aber prinzipiell denselben Aufbau wie Fig. 10, nur daß bei ihr der Wert u _e ff geregelt wird. Sie kann für Länder nützlich sein, in denen die Netzspannung stark schwankt und man trotzdem die Spannung an der Lampe 26 möglichst konstanthalten möchte, damit die Lichtleistung der Lampe 26 möglichst wenig schwankt. Dasselbe Resultat ergibt sich bei einer Leistungsregelung, aber mit höherem Aufwand.

Fig. 15 zeigt eine digitale Regelanordnung zur Regelung der Lampenleistung. Diese hat den Vorteil, daß die teuren IC's 76 und 78 für die Erzeugung der echten Effektivwerte entfallen, und daß zusätzliche Funktionen möglich sind. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Die Anordnung nach Fig. 15 enthält einen Mikrocontroller 204 mit einem Prozessor 206 und zwei A/D-Wandlem 208, 210. Hier eignet sich zB der Typ ACN-1/1V1.06n von Wilke Technology. 2 9

Über den A/D-Wandler 208 wird die Kurvenform des Lampenstroms i _s während einer Periodendauer in n Werte digitalisiert, wie in Fig. 18B schematisch dargestellt, und diese n Werte werden in einem Feld gespeichert.

Durch den A/D-Wandler 210 wird ebenso die Kurvenform u _s der Spannung an der Lampe 26 in n Werte digitalisiert, wie in Fig. 18A dargestellt, und diese werden ebenfalls in dem Feld gespeichert. Fig. 16 zeigt diesen Ablauf im Schritt S212 des dort dargestellten Flußdiagramms. Die Beschriftung zu Schritt S212 lautet: "Lade während Periodendauer T n Spannungswerte u _n (t) und n Stromwerte i _n (t) in ein Feld."

Anschließend werden diese Werte im Prozessor 206 gemäß der Formel im Schritt S214 in die Wirkleistung an der Lampe 26 umgerechnet, und zwar durch digitale Integration über eine Periodendauer T, also bei 400 Hz über 2,5 ms.

Über den Geber 84 wird hier digital ein Sollwert P _s für die Wirkleistung vorgegeben, und im Schritt S216 erfolgt ein Vergleich, um festzustellen, ob die Wirkleistung zu klein, richtig oder zu groß ist.

Ist die Wirkleistung P zu niedrig, so wird im Schritt S218 die Spannung U am Zwischenkreis 18 durch das Steuergerät 66 erhöht.

Hat die Wirkleistung P den korrekten Wert, so wird im Schritt S 220 die Spannung U unverändert gelassen.

Ist die Wirkleistung P zu hoch, so wird im Schritt S222 die Spannung U entsprechend reduziert.

Mit S224 sind weitere Schritte (Unterprogramm) bezeichnet, die ggf. verwendet werden können und die in Fig. 17 dargestellt sind. Diese Schritte sind aber für die Regelung nur ein zusätzlicher Luxus.

In Fig. 17 wird bei Schritt S226 nach der dort angegebenen Formel der Effektivstrom berechnet, und bei Schritt S228 die Effektivspannung an der Lampe 26. 3 0

Im Schritt S230 wird die Scheinleistung S aus diesen Effektivwerten berechnet, und im Schritt S232 der Lampenfaktor LF als Quotient aus Wirkleistung P und Scheinleistung S, vgl. Gleichung (5).

Beim Schritt S234 wird der Lampenfaktor LF digital angezeigt, um eine genaue Einstellung der Anordnung zu ermöglichen, zB die richtige Einstellung der Kühlung für die Lampe 26. Die Kühlung muß mit abnehmender Leistung der Lampe 26 reduziert werden, wobei der Lampenfaktor LF auf einem optimalen Wert gehalten werden kann, indem die Kühlung exakt an die Erfordernisse der Lampe angepaßt wird.

Fig. 19 zeigt eine weitere Variante der Erfindung. Bei ihr wird die Spannung U am Zwischenkreis 18 im Betrieb konstantgehalten. Beim Einschalten muß jedoch in diesem Fall diese Spannung U langsam erhöht werden, und deshalb ist hier eine sogenannte Hochlaufsteuerung 240 vorgesehen, welche das Steuergerät 66 so steuert, daß die Spannung, von Null ausgehend, zeitabhängig bis zu ihrem Betriebswert U erhöht wird. Dies ist deshalb notwendig, weil die Kondensatoren 20, 22 (Fig. 1) bzw. der Kondensator 150 (Fig. 9) beim Einschalten wie ein Kurzschluß wirken und durch zu große Ladeströme zerstört werden könnten. Bei den vorhergehenden Ausführungsformen, zB nach Fig. 1 , wird der verzögerte Anstieg durch den Regler 72 bewirkt, der gewöhnlich ein integrierendes Verhalten hat, so daß sein Ausgangssignal 69 langsam ansteigt. Bei manueller Steuerung muß man in Fig. 1 , von Null ausgehend, das Signal 69 langsam bis zum gewünschten Wert erhöhen.

In Fig. 19 wird das Ausgangssignal der Anordnung 72 (Vergleich von Ist- und Sollwert) über einen Regelverstärker 242 einem PWM-Steller 244 zugeführt. Dieser steuert den Wechselrichter 30 in der Weise, wie das schematisch in Fig. 20A und 20B dargestellt ist. Dabei werden die "Spannungsblöcke" der rechteckförmigen Primärspannung u _p in eine Vielzahl von kürzeren Einzelimpulsen 246 zerhackt. In Fig. 20A sind pro Halbwelle nur zwei Einzelimpulse 246 dargestellt, um die Zeichnung anschaulich zu halten, aber in der Realität sind das zB zehn oder zwanzig Einzelimpulse 246 pro Halbwelle. 3 1

Wie durch Pfeile 248 angedeutet, wird durch die PWM-Steuerung das Tastverhältnis dieser Impulse 246 verändert, also das Verhältnis von T/TG, das bei Fig. 11 A 100 % beträgt und bei Fig. 20A zB nur etwa 70 %, wobei mit abnehmendem Tastverhältnis die Pause T _p zwischen benachbarten Impulsen 246 immer länger wird, aber die Zeit TG im wesentlichen unverändert bleibt.

Gemäß Fig. 20B wird durch diese Variation des Tastverhältnisses die Amplitude A der Sekundärspannung u _s entsprechend verändert, dh bei einem großen Tastverhältnis erhält man eine hohe Amplitude A, und bei einem kleinen Tastverhältnis eine niedrige Amplitude, vgl. die Pfeile 250 in Fig. 20B. Dadurch wirkt die Anordnung nach Fig. 19 ähnlich wie eine Anordnung, bei der die Spannung U am Zwischenkreis 18 verändert wird, und man kann auf diese Weise ebenfalls die Leistung der Lampe 26 in weiten Grenzen variieren. Es wird aber darauf hingewiesen, daß derzeit die Steuerung oder Regelung der Zwischenkreisspannung U als die bessere Lösung angesehen werden muß.

Fig. 21 zeigt eine weitere Variante der Erfindung, ähnlich der Variante nach Fig. 19. Auch bei Fig. 21 wird die Spannung U am Zwischenkreis 18 im Betrieb konstantgehalten, und die Ausgangsspannung des Wechselrichters 30 wird beeinflußt, indem zwar dessen Frequenz konstantgehalten wird (auch eine zusätzliche Variation der Frequenz ist nicht ausgeschlossen), aber die Länge des Spannungsblocks einer Halbwelle am Ausgang des Wechselrichters 30 variiert wird. Dies geschieht mit einer sogenannten Blocksteuerung 256, deren Funktion aus den Figuren 22A und B ersichtlich wird. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort, und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Fig. 22A zeigt die Primärspannung u _p des Streufeldtransformators 46. Ein kurzer Spannungsblock ist mit 258 bezeichnet und grau hervorgehoben. Ein mittellanger Spannungsblock ist mit 260 bezeichnet, und die volle Ausgangsleistung des Wechselrichters 30 erhält man mit dem Spannungsblock 262, der die Länge einer vollen Haibwelle hat. Man erhält diese Blöcke unterschiedlicher Länge durch entsprechende Steuerung der IGBT-Transistoren des Wechselrichters 30 oder 30'.

Dem kurzen Spannungsblock 258 entspricht eine niedrige Sekundärspannung 3 2

258', dem mittleren Spannungsblock 260 eine mittlere Sekundärspannung 260', und dem langen Spannungsblock 262 die höchste Sekundärspannung 262'. Nachteilig ist hierbei, daß sich die Form der Sekundärspannung u _s mit abnehmender Spannung in Richtung einer Sinuskurve verändert, was zu einem schlechteren Lampenfaktor LF führen kann. Da jedoch für die niedrigste Leistung einer Lampe im allgemeinen eine Absenkung der Sekundärspannung u _s um etwa 20 % genügt, sind die Probleme in der Praxis weniger gravierend, als man das der - stark schematisierten - Darstellung gemäß Fig. 22 entnehmen würde.

Fig. 23 zeigt eine weitere Variante der Erfindung, welche sehr ähnlich aufgebaut ist wie die Variante nach Fig. 21 , und die man - im Gegensatz zu Fig. 21 - als inverse Blocksteuerung bezeichnen könnte. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Das Signal vom Regelverstärker 242 wird hier einer Anordnung 266 zugeführt, deren Funktion aus den Figuren 24A und B hervorgeht.

Während bei Fig. 22A die Form einer rechteckförmigen Halbwelle der Primärspannung u _p schmaler oder breiter gemacht wird, also die Breite eines Spannungsblocks verändert wird, wird bei Fig. 24A ein Spannungsblock 268 sozusagen von seiner Mitte 270 aus in zwei Blöcke 272a, 272b aufgespalten, die in Fig. 24A mit grauer Farbe hervorgehoben sind. Die Außengrenzen 274, 276 einer Halbwelle bleiben also unverändert, und damit auch der abrupte Übergang bei 280 von einer positiven zu einer negativen Halbwelle der Primärspannung u _p oder umgekehrt, der sehr günstig ist, um einen guten Lampenfaktor LF zu erhalten.

Fig. 24B zeigt die Form der Sekundärspannung u _s . Mit 282 ist die volle Spannung bezeichnet, die sich ergibt, wenn die Lücke 284 zwischen den beiden Blöcken 272a, 272b zu Null wird, und mit zunehmender Größe dieser Lücke 284 nimmt die Sekundärspannung u _s in Richtung eines Pfeiles 286 ab.

Der wesentliche Vorteil der Anordnung nach Fig. 23 ist also, daß man eine günstige Form der Sekundärspannung u _s und damit auch eine für den 3 3

Lampenfaktor LF günstige Form des Lampenstroms i _s (in Fig. 24 nicht dargestellt) erhält.

Fig. 25 zeigt eine Anordnung 290 zur Ansteuerung eines bei 291 schematisch angedeuteten IGBT-Transistors, zB des Transistors 32 oder 36 der Fig. 1. Für jeden Transistor 32 bzw. 36 wird eine solche Anordnung benötigt, und deshalb ist in Fig. 25 eine zweite Anordnung 290' schematisch dargestellt. Die Anordnung 290' gibt dann Impulse ab, die gegenphasig zu den Impulsen der Anordnung 290 sind.

Die Ausgangssignale 292 des Oszillators 44 (zB 400 Hz) werden durch ein NAND-Glied 296 invertiert und dem oberen Anschluß 298 eines Umschalters 300 zugeführt, dessen unterer Anschluß 302 mit dem Ausgang eines NAND-Glieds 304 und dem Eingang der Anordnung 290" verbunden sind. Beiden Eingängen des NAND-Glieds 304 wird das Ausgangssignal des NAND-Glieds 296 zugeführt. Das Glied 304 arbeitet also als Invertierer.

Steht der Schalter 300 in der oberen Stellung, so wird einem NAND-Glied 306 ein Signal zugeführt, das im Gegentakt (invers) zum Signal 292 verläuft. Steht der Schalter 300, wie dargestellt, in der unteren Stellung, so erhält das NAND-Glied 306 ein Signal, das im Gleichtakt mit dem Signal 292 verläuft.

Wie dargestellt, kann die Anordnung 290 das Gleichtaktsignal erhalten, und bei der Anordnung 290' muß dann der Schalter 300 nach oben gestellt werden, damit sie ein Gegentaktsignal erhält. Auf diese Weise kann nur immer einer der Transistoren 32, 36 der Fig. 1 leitend sein. Würden bei Fig. 1 beide Transistoren 32, 36 gleichzeitig leitend, so entstünde ersichtlich ein Kurzschluß zwischen den Leitungen 14 und 16 des Zwischenkreises 18.

Damit bei der Kommutierung der Transistoren 32, 36 kein Kurzschluß entsteht, muß folglich folglich eine kurze Schaltpause oder Schonzeit vorgesehen werden, in der keiner der beiden Transistoren 32, 36 ein Einschaltsignal erhält. Diese Schonzeit beträgt zB 100 μs.

Zu ihrer Erzeugung dient ein IC 308, der als monostabiler Multivibrator dient und 3 4 dessen Eingang 310 das Ausgangssignal des NAND-Glieds 306 zugeführt wird.

Die Dauer der Schonzeit wird bestimmt durch ein Potentiometer 312 und einen

Kondensator 314. Bevorzugte Werte für die Bauteile sind:

IC 308 ... 74121

Potentiometer 312 ... 100 k

Kondensator 314 ... 10 nF.

Die Anschlüsse des IC 308 und ihre Beschaltung ergeben sich aus Fig. 25. Das

Potentiometer 312 und der Kondensator 314 bestimmen durch ihre Zeitkonstante die genannte Schonzeit von etwa 100 μs, die mittels des Potentiometers 312 eingestellt werden kann.

Bei jeder negativen Flanke des Signals am Eingang 310 (Wechsel des Signals von hoch nach niedrig) wird der monostabile Multivibrator 308 getriggert. Dadurch geht die Spannung U3 ₁₆ an seinem Ausgang 316 während der Schonzeit 317 (Fig. 26B) kurzzeitig auf Null. Diese Spannung U ₃ i ₆ wird zwei in Reihe geschalteten NAND-Gliedern 318, 320 zugeführt, die zusammen als UND-Glied wirken, und diesem UND-Glied 318, 320 wird auch das Signal 292 (am Ausgang des NAND- Glieds 304) zugeführt, so daß diese Signale gemäß Fig. 26C zu einem Signal U ₃₂₂ verknüpft werden, dessen Impulse - verglichen mit dem Signal 292 - am Anfang etwas verkürzt sind. Dies bewirkt die gewünschte verzögerte Einschaltung des betreffenden IGBT-Transistors.

Das Signal U ₃₂₂ wird dem oberen Eingang 327 eines NAND-Glieds 328 zugeführt, dessen unterem Eingang 330 entweder eine konstante Spannung Vcc zugeführt werden kann (+ 5 V), oder ein PWM-Signal von der Anordnung 244 (Fig. 19). Dies kann mit einem Umschalter 332 eingestellt werden.

Auf das NAND-Glied 328 folgt ein NAND-Glied 334, welche zusammen ein UND- Glied bilden, dessen Ausgangssignal einem npn-Transistor 336 zugeführt wird, der mit der LED 338 eines Optokopplers 340 in Reihe geschaltet ist. Wenn der Transistor 336 leitet, gibt die LED 338 ein Lichtsignal an einen Optotransistor 342, dessen Kollektor mit einer positiven Leitung 344 (+ 15 V) verbunden ist. Sein Emitter ist mit den Basen eines npn-Transistors 346 und eines pnp-Transistors 348 (beides Darlingtontransistoren) verbunden, ebenso über einen Widerstand 350 mit einer negativen Leitung 352 (- 15 V), an die über einen Widerstand 354 der 3 5

Kollektor des Transistors 348 angeschlossen ist, dessen Emitter über einen Knotenpunkt 356 mit dem Emitter des Transistors 346 verbunden ist, dessen Kollektor über einen Widerstand 358 mit der Plusleitung 344 verbunden ist.

An den Knotenpunkt 356 wird das Gate G eines IGBT-Transistors angeschlossen, zB des Transistors 32 oder 36 der Fig. 1. Der Emitter dieses Transistors wird an Masse 360 angeschlossen, also an das Potential 0 V.

Wenn also der obere Transistor 346 leitet, erhält das Gate G kurzzeitig einen hohen positiven Strom von zB 5 A, der diesen Transistor einschaltet, und wenn umgekehrt der Transistor 348 leitet, erhält das Gate G kurzzeitig einen starken negativen Strom von zB ebenfalls 5 A, der diesen Transistor ausschaltet. Diese Ströme haben jeweils die Form von Nadelimpulsen, und ihnen schließen sich sehr niedrige Halteströme in der Größenordnung von nA an, da das Gate eines IGBT- Transistors die Charakteristik einer Kapazität hat (IG = Isoliertes Gate).

Die Schaltung nach Fig. 25 ist speziell für die Bedürfnisse eines Wechselrichters 30 (Fig. 1) oder 30' (Fig. 9) ausgelegt. Für diese Zwecke gibt es auch spezielle ICs, zB MC33153D von Motorola, die hervorragende Eigenschaften haben, doch müssen diese dann entsprechend an die Bedürfnisse eines solchen Wechselrichters angepaßt werden, also vor allem betreffend der erwähnten Schonzeit für die Kommutierung, um einen absolut sicheren Betrieb der Transistoren 32, 36 während langer Zeiträume zu gewährleisten. Denn die Maschinen, bei denen solche UV-Lampen 26 verwendet werden, zB in Druckereien, arbeiten oft im Dreischichtbetrieb und erfordern deshalb äußerst zuverlässige Komponenten mit einer extrem hohen Lebensdauer.

Fig. 27 zeigt einen sogenannten Parallel-Wechselrichter 370 in Verbindung mit einem Streufeldtransformator 46', an dessen Sekundärwicklung 52 eine UV- Lampe 26 angeschlossen ist und dessen Primärwicklung 48' eine Mittelanzapfung 372 hat. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Die Mittelanzapfung 372 ist mit der Plusleitung 14 verbunden. Der in Fig. 27 linke 3 6

Anschluß 374 der Wicklung 48' ist mit der Anode eines Thyristors 378 und der Katode einer Diode 380 verbunden, deren Anode an die Minusleitung 16 angeschlossen ist. Der rechte Anschluß 376 der Wicklung 48' ist mit der Anode eines Thyristors 382 und der Katode einer Diode 384 verbunden, deren Anode mit der Minusleitung 16 verbunden ist. Die Katoden der Thyristoren 378, 382 sind miteinander und über eine Induktivität (Drossel) 386 mit der Minusleitung 16 verbunden.

Die Steuerelektroden der Thyristoren 378, 382 erhalten entsprechende Steuerimpulse von einem Impulsgeber 42, der von einem Oszillator 44 gesteuert wird, zB mit 600 Hz.

Wenn also der Thyristor 378 eingeschaltet wird, fließt ein Strom von der Mittelanzapfung 372 zum linken Anschluß 374 der Primärwicklung 48'. Wenn anschließend der Thyristor 382 leitend wird, wird über einen Kondensator 388 zwischen den Anoden der Thyristoren 378, 382 der Thyristor 378 gesperrt, und es fließt ein Strom von der Mittelanzapfung 372 zum rechten Anschluß 376 der Primärwicklung 48'. Diese wird also im Betrieb von alternierenden Stromimpulsen durchflössen, die eine entsprechende Sekundärspannung in der Sekundärwicklung 52 induzieren.

Fig. 28 zeigt eine Variante zu Fig. 9. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in Fig. 9 sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und werden gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Zwischen den Punkten 48a und 48b der Vollbrückenschaltung des Wechselrichters 30" liegt hier die Primärwicklung 448 eines Streufeldtransformators 446. An seine Sekundärwicklung 452 ist eine Gasentladungslampe in Gestalt einer Quecksilberdampf-UV-Lampe 26 angeschlossen. Die Spannung an der Sekundärwicklung 452 ist mit u _s bezeichnet, und der Strom durch die Sekundärwicklung 452 mit i _s . Strom und Spannung können so gemessen werden, wie das in Fig. 1 dargestellt ist. Die Spannung an der Primärwicklung 448 ist mit u _p bezeichnet.

Zur Ansteuerung der Transistoren 140, 142, 144, 146 des Wechselrichters 30" 3 7 dient eine Steueranordnung 442, welche diese Transistoren mit einer variablen Frequenz f ansteuern kann. Diese Frequenz f wird geliefert von einem steuerbaren Oszillator 444, der eine Frequenz im Frequenzbereich f 1 bis f2 liefern kann, zB zwischen 400 und 1400 Hz, oder zwischen 300 und 1500 Hz. Die Impulse, welche die Transistoren des Wechselrichters 30" steuern, sind nach Art von PWM- Signalen aus Einzelimpulsen mit einer höheren PWM-Frequenz f3 zusammengesetzt, zB mit einer Frequenz f3 im Bereich von 12 bis 14 kHz. Man bezeichnet den Wechselrichter 30" auch als Pulswechselrichter.

Fig. 28 zeigt Impulse 462, welche zur Steuerung der Transistoren 140, 146 dienen. Diese sind aus mehreren Einzelimpulsen 464 zusammengesetzt, zwischen denen Impulspausen liegen. Diese Impulspausen können verschieden groß sein, um zB eine sinusförmige Spannung us oder aber eine eher rechteckförmige Spannung us zu erzeugen. Dies wird nachfolgend anhand der Fig. 36 und 37 erläutert. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird eine eher rechteckförmige Spannung (vgl. Fig. 36) bevorzugt, da bei ihr der Lampenfaktor LF nach den derzeitigen Erkenntnissen einen optimalen Wert hat. Jedoch kann im Rahmen der vorliegenden Erfindung auch eine sinusförmige Spannung (vgl. Fig. 37) verwendet werden, wodurch dann der Lampenfaktor etwas niedriger wird. (In der Praxis erhält man keine exakt rechteckförmige Spannung, sondern eher eine trapezförmige Spannung, vgl. Fig. 32A.)

Fig. 28 zeigt ferner Impulse 466, die zur Ansteuerung der Transistoren 142, 144 dienen und die in der gleichen Weise aus PWM-Einzelimpulsen zusammengesetzt sind.

Die PWM-Einzelimpulse werden in einem PWM-Teil 443 des Steuergeräts 442 erzeugt. Ihr Tastverhältnis TV (vgl. Fig. 36, unten) ist bevorzugt eine Funktion der Spannung U am Gleichstrom-Zwischenkreis 14, 16. Diese Spannung wird als Istwert Uj _S t dem PWM-Teil 443 zugeführt, dem auch von einem Sollwertgeber 445 eine Sollspannung Usoii zugeführt wird. Wenn die Spannung U sinkt, wird das Tastverhältnis TV entsprechend vergrößert, und wenn die Spannung U steigt, wird es verkleinert, so daß die Amplitude Z (Fig. 36) der Spannung u _p , welche der

Primärwicklung 448 zugeführt wird, von Schwankungen der Zwischenkreisspannung U nicht bzw. nicht wesentlich beeinflußt wird. 3 8

Ein Impuls 462 hat die (variable) Länge T/2. An ihn schließt sich ein Impuls 466 an, ebenfalls mit der Länge T/2, dann wieder ein Impuls 462, etc., wie das dem Fachmann dieses Gebiets geläufig ist.

Zur Steuerung des Oszillators 444 dient ein Steuergerät 460, zB ein Potentiometer, mit dem die Frequenz des Oszillators 444 eingestellt werden kann. Alternativ kann der Oszillator 444 über einen Eingang 470 mittels eines analogen oder digitalen Signals gesteuert werden. ZB kann mittels eines Schalters 472 zwischen den Frequenzen f 1 und f2 direkt umgeschaltet werden.

Der Transformator 446 ist so dimensioniert, daß er bei der unteren Frequenz f1 die Lampe 26 mit ihrer maximalen Leistung, oder mit der maximalen gewünschten Leistung, versorgt, also gewöhnlich mit 100 % der möglichen Lampenleistung N|_, und daß mit zunehmender Frequenz die vom Transformator 446 abgegebene Leistung abnimmt, bis man bei der oberen Frequenz f2 zB nur noch 15 % (oder weniger) der maximalen Lampenleistung erhält, vgl. Fig. 35.

Durch Änderung der Frequenz f kann also die von der Lampe 26 abgegebene Lichtleistung N|_ in einem Bereich von zB 100 % bis zB 15 % stufenlos verstellt werden, wobei die Lichtleistung in allen Bereichen sehr stabil ist. Von großem Vorteil ist, daß auf diese Weise die Lichtleistung präzise eingestellt werden kann.

Fig. 35 zeigt eine Meßkurve 471 für eine UV-Lampe 26 (Quecksilberdampf- Entladungslampe), die mit einer erfindungsgemäßen Anordnung gemessen wurde. Bei 400 Hz wird dieser Lampe ihre Nennleistung von 3620 VA zugeführt, also 100 %. Bei 800 Hz ist diese Leistung auf 1830 VA gefallen, also auf 50,5 %. Bei 1100 Hz ist sie auf 1100 VA gefallen, also auf 30,4 %, und bei 1400 Hz auf 680 VA, also auf 18,8 %. Man erhält also einen Stellbereich von 100 % bis 20 % der Lampenleistung bei sehr stabilem Betrieb der Lampe. Durch Umschalten der Frequenz (vgl. Fig. 32A) kann die Leistung der Lampe 26 innerhalb kurzer Zeit zB zwischen 100% und 18,8 % hin- und hergeschaltet werden.

Die Spannung an der Lampe 26 ist durch das Übersetzungsverhältnis des Transformators 446 festgelegt und ändert sich deshalb nur wenig, wenn die 3 9

Lampenleistung N|_ auf diese Weise verändert wird. Vielmehr ändert sich im wesentlichen nur der Strom i _s durch die Lampe 26.

Wichtig erscheint, daß die Lampe 26 bei der Frequenz f2 auch noch mit 18,8 % ihrer Lichtleistung stabil betrieben werden kann, und daß innerhalb einer sehr kurzen Zeit - durch Umschaltung von f1 auf f2 oder umgekehrt - eine Umschaltung der Lichtleistung zwischen 100 % und 18,8 % oder umgekehrt möglich ist. Dies erweist sich in der industriellen Anwendung als sehr vorteilhaft und führt in vielen Fällen zu hohen Einsparungen an elektrischer Energie.

Fig. 29 zeigt die Spannung u _s an der Sekundärwicklung 452, wenn der Transformator 446 bei einer Frequenz f 1 von 400 Hz im Leerlauf betrieben wird, also ohne Lampe 26. Die Zeit T/2 beträgt in diesem Fall 1250 μs. Die maximale Amplitude der Spannung u _s beträgt hier +1080 V bzw. -1100 V. Sie entspricht der Zündspannung der Lampe 26, die höher liegt als die sogenannte Brennspannung dieser Lampe. Wenn die Lampe 26 ca. 2 Minuten eingeschaltet war, sinkt die Spannung am Ausgang des Transformators 446 auf die "Brennspannung", deren maximale Amplitude hier etwa 640 V beträgt.

Wie man aus Fig. 29 erkennt, sind die Halbwellen 478, 480 jeweils aus etwa 16 PWM-impulsen 482 zusammengesetzt. Da im Leerlauf kein Strom i _s fließt, werden diese Impulse 482 von der Induktivität der Sekundärwicklung 452 nicht gefiltert, was für die Zündung vorteilhaft ist, da hierdurch eine Vielzahl von Zündimpulsen mit hohem du/dt entsteht, die die Lampe 26 nach dem Einschalten sofort und sicher zünden.

Fig. 30 zeigt beispielhaft eine bevorzugte Art, den Transformator 446 so zu dimensionieren, daß sich der gewünschte große Stellbereich für die Lichtleistung der Lampe 26 ergibt. Selbstverständlich können solche Transformatoren auf vielerlei Arten berechnet werden, die niemals zu genau identischen Resultaten führen. Bei der im folgenden beschriebenen Methode wird - als Beispiel - ein Rechenprogramm 490 verwendet, dessen Daten nachfolgend angegeben werden.

In dieses Rechenprogramm 490 werden vom Benutzer folgende Größen eingegeben: 4 0

Bei 492 das gewünschte Kernmaterial (Transformatorenblech), zB "Blech 1 ". Bei 496 die Leerlaufspannung des Transformators 446 an seiner Sekundärwicklung 452, also die Zündspannung der Lampe 26. Bei 498 der sekundäre Laststrom i _s bei Nennleistung.

Bei 500 die Primärspannung u _p . Dies ist der Effektivwert der Primärspannung, der bei einer rechteckförmigen Primärspannung up im wesentlichen der maximalen Amplitude Z (Fig. 36) entspricht. Sofern eine Sinusspannung verwendet wird, wird in der üblichen Weise der Effektivwert der Sinusspannung verwendet.

Bei 502 die Frequenz f 1 , also die untere Frequenz, bei der der Transformator 446 die volle Leistung abgeben soll.

Bei 504 der gewünschte Scheitelwert Bmax der Magnetflußdichte B. Dieser Wert hängt von der Kühlung des Transformators ab, da bei höheren Frequenzen die Eisenverluste stark ansteigen und daher der Transformator 446 ausreichend gekühlt sein muß, um unzulässige Temperaturen zu vermeiden. Ein niedrigeres Bmax bedeutet niedrigere Eisenverluste. Bei Betrieb im Bereich 400 bis 1200 Hz wird Bmax, bei 400 Hz, gewöhnlich zwischen 0,3 und 0,6 T liegen. Mit zunehmender Frequenz nimmt im Betrieb die Magnetflußdichte Bmax automatisch ab, was eine entsprechende Reduzierung der vom Transformator 446 übertragenen Leistung bewirkt. Wird Bmax zu hoch gewählt, so führt das zu einer sehr starken Erhitzung des Transformatoreisens, was von dem genannten Programm berücksichtigt wird.

Aus den eingegebenen Daten berechnet das Programm bei 506 einen geeigneten Querschnitt AFΘ des Transformatorkerns, und bei 508 die Wickeldaten des Transformators.

Das beim nachfolgenden Beispiel verwendete Programm 490 ist "Trockentransformator-Programm 1/M. Craciun Für Transformatoren ab 4 kVA Leistung"

Lieferant: Meffert GmbH

Elektro-Isoliertechnik Otto-Hahn-Str. 2 D-40721 Hilden 4 1

Dieses Programm erlaubt die rasche Berechnung von Trockentransformatoren, wobei aber in jedem Fall das spezielle Fachwissen eines Fachmanns für Transformatorenbau sehr nützlich ist, um optimale Resultate zu erhalten. Es ist auch darauf hinzuweisen, daß die Hersteller von Transformatorenblechen einen Berechnungsservice anbieten, und daß sie spezielle Berechnungsunterlagen für ihre eigenen Bleche und Modulkerne haben.

Für die Leistungen von UV-Lampen genügen gewöhnlich Trockentransformatoren, doch ist selbstverständlich die Verwendung von Transformatoren mit Ölkühlung nicht ausgeschlossen.

Beispiel 1

Als Beispiel 1 wird ein einphasiger Trockentransformator angenommen, mit folgenden Daten:

Primärspannung 380 V, etwa sinusförmig

Primärstrom 13,9 A

Sekundärspannung im Leerlauf 800 V

Leistung auf Sekundärseite 5,28 kVA

Sekundärstrom 6,60 A

Frequenz 400 Hz

Einschaltdauer 100 %

Isolationsklasse F cos φ = 1 ,0

Scheitelwert Bmax der Magnetflußdichte 0,40 T

Kernart 1 : Rechteckkern, wie in Fig. 13 dargestellt

Blechart 3: Modulkerne, wie in Fig. 13 dargestellt

Blech 1 : Typ M111-35N

Dieser Transformator ist bestimmt für eine Quecksilberdampf-Entladungslampe mit einer Zündspannung von 750 V und einer Brennspannung von 544 V.

Das Programm "Craciun" berechnet dann bei 506 einen Eisenquerschnitt von 35,91 cm2. Da man im Transformatorenbau mit genormten Werten für den Kernquerschnitt arbeitet und der Transformator knapp bemessen sein soll, kann man in diesem Fall den nächst kleineren genormten Modulkern verwenden, der 4 2 einen Querschnitt von 30,2 cm≥ hat. Solche Modulkerne werden zB hergestellt von der

BLUM GmbH, Erich-Blum-Str. 33, D-71665 Vaihingen/Enz.

Mit diesem Kernquerschnitt berechnet das Programm bei 508 eine Gesamtwindungszahl von 184 Windungen für die Primärwicklung, und von 388 Windungen für die Sekundärwicklung.

Die Primärwicklung wird auf die vier Spulen 170, 172, 174, 176 (Fig. 13) aufgeteilt, von denen also jede 46 Windungen erhält. Die Sekundärwicklung wird auf die zwei Spulen 178, 180 (Fig. 13) aufgeteilt, von denen jede 194 Windungen erhält. Die genaue Einstellung der Zahl der Streubleche 182, 188 (Fig. 13) erfolgt bei Belastung des Transformators mit seiner Nennlast, also am besten mit der UV- Lampe 26, die er betreiben soll. Durch die genaue Einstellung der Zahl der Streubleche wird also die Brennspannung, zB hier 544 V, im Prüffeld genau eingestellt. Das Eisengewicht des berechneten Transformators beträgt 16 kg, das Kupfergewicht 6,7 kg. Gegenüber einem Transformator für dieselbe Leistung bei 50 Hz ergibt sich eine starke Reduzierung von Größe und Gewicht.

Ein so dimensionierter Transformator 446 bringt bei 400 Hz eine Leistung von 5,28 kVA auf der Sekundärseite. Mit zunehmender Frequenz nimmt diese Leistung ab, weil die Magnetflußdichte B im Transformatorenkern mit zunehmender Frequenz absinkt, wenn die Primärspannung u _p konstantgehalten wird. Die Spannung auf der Sekundärseite bleibt im wesentlichen konstant, da sie nicht von der Magnetflußdichte abhängt, sondern vom Übersetzungsverhältnis der Primärwicklung 448 zur Sekundärwicklung 452. Durch die ohmschen Verluste in der Wicklung, und durch Streufelder, nimmt aber die Spannung auf der Sekundärseite mit zunehmender Frequenz etwas ab.

Sofern als Transformator ein Streufeldtransformator verwendet wird, tragen dessen große Streuinduktivitäten ebenfalls zur Leistungsreduzierung bei höheren Frequenzen bei. Denn im Transformator-Ersatzschaltbild stellen sich diese Streuinduktivitäten als Reiheninduktivitäten dar, deren Blindwiderstand direkt mit der Frequenz zunimmt. Dies bedeutet also, daß der Strom zur Lampe mit zunehmender Frequenz zunehmend gedrosselt wird. 4 3

Statt eines Streufeldtransformators kann bei Fig. 28 auch ein Standardtransformator (ohne Streufeldeinrichtung) verwendet werden, an den die Lampe 26 über eine Reihendrossel angeschlossen wird. Hierzu wird auf die Beschreibung zu den Fig. 39 und 40 verwiesen, wo solche Reihendrosseln 608, 610, 612 in Serie mit den Lampen 26', 26" bzw. 26'" dargestellt sind. Dort ist auch angegeben, wie eine solche Reihendrossel zweckmäßig bemessen wird.

Wichtig erscheint, daß man die obere Frequenz so bestimmt, daß bei ihr die Lampe 26 - bei noch sicherem Betrieb - nur noch eine kleine Leistung aufnimmt, und daß man die untere Frequenz so festlegt, daß die Lampe dabei mindestens angenähert ihre maximale Leistung aufnimmt. In diesem Fall kann man die Lampenleistung durch Änderung der Frequenz f innerhalb sehr kurzer Zeit von der maximalen auf eine sehr kleine Leistung umschalten, oder umgekehrt.

Netzspannungsschwankungen können bei einem erfindungsgemäßen Umrichter mittels des Reglers 443 dadurch ausgeregelt werden, daß bei abnehmender Netzspannung das Tastverhältnis der PWM-Impulse 464 automatisch erhöht wird. Wird umgekehrt die Netzspannung zu hoch, so wird durch den Regler 443 die Breite der Impulse 464 reduziert, so daß Netzspannungsschwankungen äußerst schnell ausgeregelt werden können.

Fig. 31 zeigt oben die Sekundärspannung u _s und unten den Sekundärstrom i _s beim Einschalten.

Bei 520 wird die Lampe 26 eingeschaltet. Die Amplitude A der Zündspannung beträgt bei dieser Lampe zB etwa 820 V. Da die Lampe 26 nach dem Einschalten zunächst wie ein sehr niedriger Widerstand wirkt, fließt gemäß Fig. 31 B ein hoher Strom i _s mit einer Amplitude von ca. 40A, und die Spannung u _s sinkt auf einen niedrigen Wert von zB 120 V, dh ein großer Teil des magnetischen Flusses fließt durch die Streubleche 182, 188 (Fig. 13), und im Streufeld entstehen große Verluste. Der Transformator 446 verhält sich hier wie eine ideale Induktivität, weshalb der Sekundärstrom i _s dreieckförmig wird.

Nach etwa zwei Minuten hat die Lampe 26 ihre Betriebstemperatur erreicht, und 4 4 der Strom i _s geht dann in die gewünschte Form über, wie sie in Fig. 5b für den Fall dargestellt ist, daß eine rechteckförmige Primärspannung verwendet wird. Es ist darauf hinzuweisen, daß die Zündung der Lampe bei einer Anordnung nach Fig. 28 sehr schnell erfolgt, da durch den Umrichter ein hohes du/dt erzeugt wird, was eine praktisch augenblickliche Zündung bewirkt. Dadurch wird sehr rasch die Betriebstemperatur erreicht.

Fig. 32 zeigt den Übergang von einer höheren Frequenz (zB 700 Hz) zu einer niedrigen Frequenz f1 (zB 400 Hz). Fig. 32A zeigt die Sekundärspannung u _s , und man erkennt, daß innerhalb einer sehr kurzen Zeitspanne die Frequenz von f2 zu f1 umgeschaltet wird, und daß die Spannung u _s einen trapezförmigen Verlauf hat.

Bei der höheren Frequenz ist gemäß Fig. 32B der Sekundärstrom i _s nur sehr niedrig und hat eine Amplitude unterhalb von 5 A. Nach der Umschaltung auf die niedrigere Frequenz steigt diese Amplitude auf Werte über 10 A, und dadurch steigt die Lichtleistung der Lampe 26 sehr rasch auf einen hohen Wert, zB 100 %.

Fig. 32A zeigt auch, daß unabhängig von der Frequenz die Sekundärspannung u _s weitgehend konstant bleibt, was für den stabilen Betrieb der Lampe sehr günstig ist. Der Wert von u _s wird durch das Übersetzungsverhältnis des Transformators 446 festgelegt. Die weitgehend konstante Sekundärspannung ermöglicht es auch nach einem längeren Betrieb der Lampe 26 bei niedriger Leistung, sofort wieder auf die volle Leistung umzuschalten, also ohne neue Aufwärmphase.

Dies ermöglicht hohe Energieeinsparungen, zB dann, wenn lackierte Gegenstände 570 auf einem Fließband 560 an der Lampe 26 vorbeigeführt werden, um mittels UV-Strahlung getrocknet zu werden, und diese Lampe nur dann eingeschaltet wird, wenn sich ein lackierter Gegenstand 570 in ihrer Nähe befindet, vgl. Fig. 38. In den Zeiten, in denen keine lackierten Gegenstände vorbeitransportiert werden, kann die Lampenleistung auf einen niedrigen Wert reduziert werden, und wenn ein neuer Gegenstand kommt, kann man die Lichtleistung wieder auf 100 % erhöhen.

Die Fig. 33 und 34 zeigen, bei einer Frequenz von 400 Hz, die Sekundärspannung 4 5 u _s (jeweils oben) und den Sekundärstrom i _s (jeweils unten) bei verschiedenen Leistungen. Bei Fig. 33 und 34 wurde ein variabler Widerstand 530 (Fig. 28) an die Sekundärwicklung 452 angeschlossen, also keine Quecksilberdampf- Entladungslampe 26.

Bei Fig. 33 beträgt der Effektivwert der Sekundärspannung 625 V, und der Effektivwert des Sekundärstroms 4,7 A, so daß sich eine Scheinleistung von S = 407 x 625 = 2,54 kVA ergibt, die hier praktisch identisch mit der Wirkleistung ist, vgl. die Gleichungen (1 ) bis (3).

Man sieht, daß bei dieser Leistung die PWM-Impulse 482 noch deutlich erkennbar sind, dh die Induktivität des Transformators 446 bewirkt im Vergleich zu Fig. 29 (Leerlauf) zwar eine starke Reduzierung der Amplitude dieser Impulse, jedoch nicht ihre Unterdrückung. Bei Fig. 33A betragen die maximalen Amplituden der Sekundärspannung +776 V bzw. -784 V.

Bei Fig. 34 ist die abgegebene Leistung wesentlich höher, und durch den höheren Strom im Transformator 446 werden jetzt die Impulse 482 wesentlich besser unterdrückt, weil die Induktivität des Transformators 446 stärker wirksam wird.

Bei Fig. 34 beträgt der Effektivwert der Sekundärspannung 570 V, und der Effektivwert des Sekundärstroms 7,75 A, entsprechend einer Scheinleistung von 4,42 kVA. Die maximale Amplitude der Spannung us in Fig. 34 ist +740 V bzw. - 760 V.

Bei Fig. 33 und 34 erkennt man die günstige Form des Sekundärstroms, wie sie bei Fig. 5 ausführlich beschrieben wurde. Diese Form des Stroms führt zu einem hohen Lampenfaktor LF und damit zu einer optimalen Ausnützung der Lampe 26 bei Vollast.

Dies stellt die optimale Form der Erfindung dar, doch funktioniert diese auch recht zufriedenstellend bei Verwendung einer eher sinusförmigen Spannung. Auch bei Verwendung einer solchen sinusförmigen Spannung kann man den Transformator 446 für die untere Frequenz f 1 so auslegen, daß dort die Lampe 26 mit Vollast betrieben wird, und daß mit zunehmender Frequenz die Lampenleistung abnimmt. 4 6

Ggf. muß man bei Verwendung einer sinusförmigen Spannung die untere Frequenz f1 etwas höher wählen, um für die Zündung der Lampe 26 ein optimales du/dt zu erhalten.

Die Spannung u _s an der Lampe 26 ist durch das Übersetzungsverhältnis des Transformators 446 festgelegt und ändert sich nur wenig, wenn die Frequenz verändert wird. Vielmehr ändert sich im wesentlichen nur der Strom is durch die Lampe 26.

Fig. 36 zeigt, wie die PWM-Impulse 464 aussehen, wenn die Primärspannung up des Transformators 446 etwa rechteckförmig aussehen soll. (Diese Impulse dienen gemäß Fig. 28 zur Ansteuerung des Wechselrichters 30"). Es handelt sich bei jeder Halbwelle um eine Mehrzahl von Einzelimpulsen 464, alle mit der gleichen Länge t1 und mit demselben Tastverhältnis TV, dessen Definition in Fig. 36 unten angegeben ist. Man bezeichnet einen solchen Wechselrichter 30" auch als Pulswechselrichter, weil er während jeder Halbwelle von einer Mehrzahl von Impulsen angesteuert wird.

Wenn die Spannung U am Zwischenkreis 14, 16 sinkt, wird das Tastverhältnis TV durch das PWM-Teil 443 vergrößert, dh alle Impulse 446 werden etwas breiter, so daß die Amplitude Z der Spannung u _p unverändert bleibt.

Erhöht sich die Spannung U am Zwischenkreis 14, 16, so wird das Tastverhältnis TV verkleinert, dh alle Impulse 446 werden etwas schmaler, so daß ebenfalls die Amplitude Z der Spannung u _p unverändert bleibt.

Fig. 37 zeigt die Impulsform für eine sinusförmige Primärspannung u _p , die zu einem niedrigeren Lampenfaktor LF führt als eine Rechteckspannung, aber in Verbindung mit Fig. 28 ebenfalls verwendet werden kann.

Die Impulse 464' haben auch hier dieselbe Frequenz, zB 14 kHz, aber sie haben innerhalb einer Halbwelle unterschiedliche Längen. Die äußeren Impulse 550, 551 sind nämlich schmal und die mittleren Impulse 553 breit, dh die mittleren Impulse haben ein hohes Tastverhältnis TV, und dieses nimmt nach außen hin ab. Man nennt das auch eine "Sinusbewertung". Die Amplitude X der Primärspannung u _p 4 7 kann dadurch erhöht werden, daß das Tastverhältnis aller Impulse 464' proportional erhöht wird, zB um den Faktor 0,05.

Auf diese Weise können auch hier Änderungen der Spannung U am Zwischenkreis 14, 16 kompensiert werden, und man kann die Amplitude X vergrößern oder verkleinern. Es handelt sich hier um geläufige Bauweisen und Steuerungsverfahren für derartige Wechselrichter.

Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird die Spannungsform gemäß Fig. 36 bevorzugt, da man mit ihr einen besseren Lampenfaktor erhält.

Fig. 38 zeigt ein Transportband 560, das sich in Richtung eines Pfeiles 562 bewegt und das von Rollen 564 abgestützt wird. Über dem Band 560 befindet sich eine UV-Lampe 26, die von einer Anordnung 566 mit Energie versorgt wird. Die Anordnung 566 entspricht der Anordnung nach Fig. 28.

Auf dem Band 560 werden lackierte Gegenstände 570 transportiert, die von der Lampe 26 mittels UV-Strahlung getrocknet werden sollen.

Eine Lichtschranke 572, 574 dient dazu, die Lampe 26 auf volle Leistung zu schalten, wenn ein Gegenstand 570 auf dem Band 560 festgestellt wird. Wenn dieser Gegenstand durch die Lichtschranke 572, 574 voll durchgelaufen ist, wird, ggf. mit einer zeitlichen Verzögerung, die Lampe 26 wieder auf eine reduzierte Leistung, zB von 15 %, umgeschaltet.

Gerade bei Trockenanordnungen dieser Art ergeben sich durch die Erfindung enorme Möglichkeiten zur Energieeinsparung.

Fig. 39 zeigt einen Umrichter analog Fig. 28, aber mit einem dreiphasigen Wechselrichter 30"', dessen drei Ausgänge mit U, V und W bezeichnet sind. Gleiche oder gleichwirkende Teile wie in Fig. 28 werden mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie dort und gewöhnlich nicht nochmals beschrieben.

Der Wechselrichter 30'" hat die Form einer bekannten dreiphasigen Vollbrückenschaltung, die gegenüber Fig. 28 einen dritten Zweig mit zwei 4 8 zusätzlichen Transistoren 141 , 143 enthält, deren Verbindungspunkt mit 48c bezeichnet ist und zu denen Freilaufdioden 141 ', 143' antiparailel geschaltet sind. Die Transistoren 141 , 143 werden von der Steueranordnung 442 gesteuert. Die Steuerimpulse S sind, wie bei Fig. 28, aus Einzelimpulsen 464 mit einer Frequenz von zB 14 kHz zusammengesetzt, dh der Wechselrichter 30'" ist ein Pulswechselrichter.

Fig. 40 zeigt den Anschluß eines Drehstromtransformators 600 an den Wechselrichter 30'". Der Transformator hat eine Primärwicklung 602, die hier im Dreieck geschaltet ist, und diese ist an die Ausgänge U, V, W des Wechselrichters 30'" angeschlossen.

Die Sekundärwicklung 604 des Transformators 600 ist hier beispielhaft in Zickzackschaltung ausgeführt. Dies hat den Vorteil, daß sich eine sekundäre Belastung, die zwischen nur einem Ausgang und dem mit 606 bezeichneten Sternpunkt liegt (einphasige Belastung) auf zwei Kerne des Transformators 600 verteilt. Dies beruht darauf, daß die Sekundärwicklung auf jedem Kern des Transformators 600 in zwei gleichwertige Teile unterteilt wird, vgl. Fig. 41 , und daß je zwei Teile verschiedener Kerne gegeneinander geschaltet werden. Eine einphasige Belastung auf der Sekundärseite verteilt sich dann immer auf zwei Kerne, und es kann dann immer auf der Primärseite ein Strom fließen, der die Durchflutung der Sekundärwicklung auf jedem dieser beiden Kerne aufhebt.

Es ist jedoch nicht ausgeschlossen, auf der Sekundärseite eine normale Sternschaltung der Wicklungen zu verwenden, oder ggf. auch eine Dreieckschaltung.

Nach der genormten lEC-Terminologie handelt es sich beim Transformator 600 um die Schaltgruppe Dz, hier DzO. Ein Transformator mit Sternschaltung auf der Sekundärseite wäre Schaltgruppe Dy. Ebenso sind zB möglich die Schaltgruppen Yy oder Yz. Diese Schaltgruppen sind zB definiert in Bödefeld-Sequenz, Elektrische Maschinen, Springer- Verlag, Wien, 1952, Seite 69.

Die Ausgänge der Sekundärwicklung 604 sind mit u, v und w bezeichnet. In Reihe mit jedem Ausgang liegen eine Reihendrossel 608, 610 bzw. 612 und eine Gasentladungslampe 26", 26" bzw. 26'", deren andere Anschlüsse an den gemeinsamen Sternpunkt 606 der Sekundärwicklung 604 angeschlossen sind. Man hat so den Vorteil, daß mit einem einzigen Dreiphasen-Wechselrichter 30"' drei Strahler 26', 26" und 26'" gleichzeitig betrieben werden können, und daß die Leistung aller drei Strahler gleichzeitig - durch Verstellung der Frequenz des Wechselrichters 30'" - zB zwischen 100 % und 15 % verstellt werden kann. Man benötigt für diese drei Strahler 26', 26" und 26"' nur einen gemeinsamen Wechselrichter 30"' und nur einen gemeinsamen Drehstromtransformator 600, was die Kosten stark reduziert.

Die Zündung alier drei Strahler ist mit dieser Anordnung problemlos möglich. Wenn ein Strahler etwas später zündet als die beiden anderen, hat dies auf die bereits brennenden Strahler keinen Einfluß. 49

Der Drehstromtransformator 600 ist bei der unteren Frequenz f1 auf die maximale Leistung der drei Strahler 26', 26", 26'" ausgelegt, wofür nachfolgend ein Beispiel angegeben wird. Steigt die Frequenz f , so sinkt die Magnetflußdichte im Transformator 600 und damit die von diesem übertragene Leistung, und folglich nimmt die von den Strahlern abgegebene Leistung mit steigender Frequenz f ab, wobei jedoch die Spannung an den Strahlern nur wenig abnimmt.

Ggf. können jeweils auch zwei Strahler parallelgeschaltet werden, so daß man mit der Anordnung nach Fig.40 auch sechs Strahler betreiben kann.

Die Reihendrosseln 608, 610, 612 dienen dazu, den Strom durch die Strahler 26 auf deren Nennstrom zu begrenzen.

Beispiel 2

Es sei angenommen, daß jeder der Strahler 26', 26", 26'" eine Leistung von 3,2 kW hat, bei einer Zündspannung von 750 V und einer Brennspannung von 544 V.

Der Transformator 600, ein Standardtransformator (also kein Streufeldtransformator), ist für die Zündspannung ausgelegt, also für 750 V. Bei Erreichen der Brennspannung muß also an jeder Reihendrossel bei der unteren Frequenz f1 , zB bei 400 Hz, ein Spannungsabfall von U = 200 V auftreten.

Es werden folgende Werte angenommen: U = 200 V

I = 6,6 A (Strom durch die Drossel bei der Brennspannung eines Strahlers 26) f = 400 Hz rechteckförmig Bmax = 0,42 T Blech: VM111-35 (genormter Blechtyp für Transformatoren und Drosseln)

Es gilt U = lx ωL = lx 2πf x L ...(10)

Daraus folgt

L = U/(lx 2πf) ...(11)

= 200/(6,6 x 2 π x 400) = 12 mH.

Die Drosseln 608, 610, 612 sollten also bei diesem Beispiel jeweils eine Induktivität von 12 mH haben. 5 0

Verwendet man einen genormten Eisenkern EI96/60 mit einem Kernquerschnitt Ap _θ von 18 crτ»2 = 0,0018 m2, so ergibt sich für die Drossel eine Windungszahl von

N = (I x L)/(Bmax x A _Fθ ) ...(12)

= (6,6 x 12 x 10-3)/(0,42 x 0,0018) = 104 Windungen.

Bei Verwendung des Eisenkerns EI96/60 mit dem angegebenen Kernquerschnitt muß man also eine Windungszahl von 104 Windungen verwenden. Verwendet wird ein Kupferdraht mit einem Durchmesser von 2 mm. Der genaue Luftspalt der Drosseln 608, 610, 612 muß durch Messungen im Prüffeld ermittelt werden.

Beispiel 3

Für die beispielhafte Berechnung eines Dreiphasen-Transformators 600 werden folgende Werte zugrundegelegt:

Primärspannung: 400 V rechteckförmig

Primärwicklung: Dreieckschaltung (D)

Primärstrom: 21 ,7 A

Sekundärwicklung: Zickzackschaltung (z)

Sekundärspannung zwischen zwei Phasen, zB u und v: 1.300 V

(Die Spannung zwischen dem Stempunkt 606 und einer Phase u, v oder w beträgt dann 1300/V3 = 750 V)

Sekundärleistung 14,9 kVA (= 1300 V x 6,6 A x V3) Sekundärstrom 6,6 A Einschaltdauer 100 % Isolationsklasse F cos φ = 1 ,0

Bmax = 0,42 T

Blech 4 (Blech vom Typ V330)

Kernquerschnitt 43,7 cm

Hieraus errechnet das Programm "Craciun" folgende Daten:

Primärwicklung: 124 Windungen pro Schenkel des Transformators, also hier 62 Windungen pro Spule

Sekundärwicklung: 272 Windungen pro Schenkel, also hier 136 Windungen pro Spule

Kupfergewicht: 14,6 kg 5 1

Eisengewicht: 32 kg

Auch hier ergibt sich eine starke Reduzierung von Größe und Gewicht gegenüber einem

Transformator für 50 Hz.

Es handelt sich im übrigen um einen normalen Drehstromtransformator, der bei 400 Hz die angegebene Leistung für die drei Strahler 26 übertragen kann, wobei die übertragene Leistung mit zunehmender Frequenz f abnimmt. Auf die entsprechende Beschreibung zu den Fig. 28 bis 37 wird verwiesen, um unnötige Längen zu vermeiden.

Fig. 41 zeigt einen beispielhaften Aufbau einer Bauform eines derartigen Drehstromtransforma- tors 600. Dieser hat einen Eisenkern 620 mit drei Schenkeln 622, 624, 626, die oben durch ein Querjoch 628 und unten durch ein Querjoch 630 verbunden sind. Unten sind Haltewinkel 632 mittels Schrauben 634 befestigt. Oben befinden sich die elektrischen Anschlüsse U, V, W für die Primärwicklung 602, die Anschlüsse u, v, w für die Sekundärwicklung 604, und der Sternpunkt 606.

Der Schenkel 622 trägt oben und unten eine Primärspule 602a bzw. 602b, dazwischen eine Sekundärspule 604a. Der Schenkel 624 trägt oben und unten eine Primärspule 602c bzw. 602d, und dazwischen eine Sekundärspule 604b. Der Schenkel 626 trägt oben und unten eine Primärspule 602e bzw. 602f, und dazwischen eine Sekundärspule 604c. Die beiden Primärspulen 602 eines jeden Schenkels haben hier je 62 Windungen, also zusammen 124 Windungen.

Die Sekundärspulen 604 sind hier in Zickzackschaltung ausgeführt, dh jede Sekundärspule 604 besteht aus zwei separaten Wicklungen mit je 136 Windungen, die gemäß Fig. 40 geschaltet sind. Besonders bei Strahlern mit hoher Zündspannung hat sich die Zickzackschaltung als sehr vorteilhaft erwiesen, weil bei ihr ein zu starker Anstieg der Zündspannung bei dem Strahler vermieden wird, der als letzter zündet. Bei einer normalen sekundären Sternschaltung (y) kann sich bei diesem Strahler ein starker Anstieg der Zündspannung ergeben.

Naturgemäß sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache Abwandlungen und Modifikationen möglich. Die Erfindung eignet sich für alle Arten von Gasentladungslampen, findet aber bevorzugte Anwendung bei Quecksilberdampf-Entladungslampen mit ihrem hohen Energiebedarf.