技术领域
[0001] 本
发明涉及升降压谐振变换器的控制技术领域，具体涉及升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统及控制方法。
背景技术
[0002] 升降压谐振变换器副边的整流网络通过同步整
流管以及输出电容输出直流
电压，但由于升降压谐振变换器原边谐振电流出现不对称，导致副边整流网络两个半周期内流过的电流不一致，使得输出电容端电压值变化范围较大，产生不可接受纹波。纹波容易导致电气设备上产生谐波电压，许多情况下谐波电压会使
正弦波出现畸变，导致
变压器、电容器等电气设备的
磁滞及
涡流损耗增加，使变压器
铜损增加，因此变压器会产生局部
过热，
加速绝缘老化及使用寿命，降低供电可靠性。其次，纹波还会增加附加损耗，降低电源效率。较强的纹波会造成
浪涌电压或电流的产生，导致用电器烧毁。
[0003]
现有技术中，控制策略主要是通过不对称控制来解决升降压谐振变换器副边电流不对称，但该方法在副边整流网络两个半周期内流过的电流的差值过大时，每次调节功率管导通时间的大小都是固定值，不能根据副边整流网络流过电流大小的差值大小来调节功率管的导通时间，因此在差值过大时，所需调节周期长，调节速度慢，影响变换器的效率。
发明内容
[0004] 本发明的目的是为了克服现有技术所存在的不足而提出升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统及控制方法，在原边电流畸变情况下，使用该控制系统和控制方法，在经历多个工作周期的
采样后，获得变换器副边整流网络的上半周期和下半周期的电流峰值平均值之间的差值，以该差值与设定值进行逻辑比较，通过调整变换器原边的前级功率管的导通时间，使得变换器副边电流对称。
[0005] 为了解决上述技术问题，本发明提出如下技术方案：
[0006] 升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统，包括：第一电流采样
电路、第二电流采样电路、以MCU为核心的控制电路、隔离驱动电路。
[0007] 第一电流采样电路包括：第一采样芯片、第一采样
电阻。第一采样电阻串接在变压器第一副边绕组及第一同步整流管之间，第一采样电阻的两端分别接第一采样芯片的两个输入端，第一采样芯片的输出端连接以MCU为核心的控制电路。
[0008] 第二电流采样电路包括：第二采样芯片、第二采样电阻。第二采样电阻串接在变压器第二副边绕组及第二同步整流管之间，第二采样电阻的两端分别接第二采样芯片的两个输入端，第二采样芯片的输出端连接以MCU为核心的控制电路。
[0009] 以MCU为核心的控制电路包括：
模数转换器、导通时间计算单元、
定时器。模数转换器的两个输入端分别连接第一采样芯片的输出端和第二采样芯片的输出端，模数转换器的输出端与导通时间计算单元的输入端连接，导通时间计算单元的输出端连接定时器的输入端，定时器的输出端连接隔离驱动电路的输入端。
[0010] 隔离驱动电路的输出端连接第三前级功率管和第四前级功率管的栅极，隔离驱动电路向第三前级功率管和第四前级功率管发送控制
信号，实现两个功率管导通时间调整。
[0011] 在升降压谐振变换器稳定工作状态时，第一电流采样电路经历n个工作周期采集第一同步整流管电流的峰值，并对所有采集的电流峰值计算平均值，满足以下关系式：
[0012]
[0013] 上式中，ID1为第一同步整流管电流的峰值平均值，n为第一电流采样电路经历的工作周期个数，Ij为第j个工作周期内第一同步整流管电流的峰值。
[0014] 在升降压谐振变换器稳定工作状态时，第二电流采样电路经历n个工作周期采集第二同步整流管电流的峰值，并对所有采集的电流峰值计算平均值，满足以下关系式：
[0015]
[0016] 上式中，ID2为第二同步整流管电流的峰值平均值，n为第二电流采样电路经历的工作周期个数，Ik为第k个工作周期内第二同步整流管电流的峰值。
[0017] 第一电流采样电路采集的是上半个工作周期的第一同步整流管电流的峰值平均值，第二电流采样电路采集的是下半个工作周期的第二同步整流管电流的峰值平均值。这两个半周期的电流峰值平均值之间存在着差值，以MCU为核心的控制电路将根据差值与设定值的比较结果，以及差值的绝对值的大小及正负，来调整变换器原边绕组侧的第三前级功率管和第四前级功率管的导通时间。
[0018] 本发明提出的升降压谐振变换器副边电流不对称的控制方法，具体步骤如下：
[0019] 步骤S1：第一电流采样电路，经历多个工作周期，采集得到上半个工作周期的第一同步整流管电流的峰值平均值；第二电流采样电路，经历多个工作周期，采集得到下半个工作周期的第二同步整流管电流的峰值平均值；由以MCU为核心的控制电路计算第一同步整流管电流的峰值平均值与第二同步整流管电流的峰值平均值之间的差值；
[0020] 步骤S2：导通时间计算单元对步骤S1中计算所得的差值与设定值进行比较：若差值的绝对值大于设定值，则调整第三前级功率管和第四前级功率管的导通时间；若差值的绝对值小于设定值，则第三前级功率管和第四前级功率管的导通时间保持不变；
[0021] 其中，第三前级功率管和第四前级功率管的导通时间调整是指：当步骤S1中计算所得的差值为正值时，第三前级功率管导通时间减少、第四前级功率管导通时间增加；当步骤S1中计算所得的差值为负值时，第三前级功率管导通时间增加、第四前级功率管导通时间减少；
[0022] 第三前级功率管导通时间调整量的绝对值与第四前级功率管导通时间调整量的绝对值相等；
[0023] 由以MCU为核心的控制电路根据步骤S1中计算所得的差值的绝对值大小来计算第三前级功率管、第四前级功率管导通时间调整量的绝对值。
[0024] 本发明提出的升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统及控制方法，相比现有技术，具有以下效益：
[0025] (1)采样流过变压器副边同步整流管的峰值电流，在每个
开关周期内，实时调整升降压谐振变换器前级功率管的导通时间，保证副边同步整流网络上半周期和下半周期内的电流对称，该控制系统结构简单，控制方法易于实现。
[0026] (2)使变压器副边电流对称，减小了热损耗，提高了效率。
[0027] (3)使变压器副边电流对称，使发热量平均，提高了
散热。
附图说明
[0028] 图1为本发明适用的升降压谐振变换器的基本电路图。
[0029] 图2为本发明提出的升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统的电路原理图。
[0030] 图3为本发明提出的升降压谐振变换器副边电流不对称的控制方法的系统方
框图。
[0031] 图4为在原边电流畸变情况下，未使用本发明提出的控制方法时，上半周期和下半周期的变压器副边整流管电流示意图。
[0032] 图5为在原边电流畸变情况下，使用本发明提出的控制方法时，上半周期和下半周期的变压器副边整流管电流示意图。
[0033] 图6为第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的栅极获得的驱动信号的
波形示意图。其中，图6a为在原边电流畸变情况下未使用本发明提出的控制方法时，第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的栅极获得的驱动信号的波形示意图；图6b为在原边电流畸变情况下使用本发明提出的控制方法时，第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的栅极获得的驱动信号的波形示意图。
具体实施方式
[0034] 下面结合附图和具体实施案例对本发明的具体实施方式作进一步的详细描述。
[0035] 本发明适用的升降压谐振变换器的基本电路图如图1所示。升降压谐振变换器包括：依次连接的升降压变换器、谐振网络、整流网络。
[0036] 其中，升降压变换器包括：第一前级功率管Q1和第二前级功率管Q2组成的桥臂、第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4组成的桥臂、接在两桥臂中点之间的前级电感Lb。进一步，第一
二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4分别是第一前级功率管Q1、第二前级功率管Q2、第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的
体二极管，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4分别是第一前级功率管Q1、第二前级功率管Q2、第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的输出电容。
[0037] 谐振网络包括：谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr和变压器Tr，其中，谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr依次串接，并且该
串联回路通过励磁电感Lm并联在变压器Tr的原边绕组侧。
[0038] 谐振网络中的变压器Tr具有两个副边绕组，整流网络包括：分别与谐振网络中的变压器Tr的两个副边绕组连接的第一同步整流管Q5、第二同步整流管Q6和输出滤波电容Co。进一步，第五二极管D5、第六二极管分别是D6分别是第一同步整流管Q5、第二同步整流管Q6的体二极管，第五电容C5、第六电容C6分别是第一同步整流管Q5、第二同步整流管Q6的输出电容。
[0039]
实施例1。本发明提出的升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统的电路原理图如图2所示。
[0040] 升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统，包括：第一电流采样电路、第二电流采样电路、以MCU为核心的控制电路、隔离驱动电路。
[0041] 第一电流采样电路包括：第一采样芯片、第一采样电阻Rs1。第一采样电阻Rs1串接在变压器Tr第一副边绕组及第一同步整流管Q5之间，第一采样电阻Rs1的两端分别接第一采样芯片的两个输入端，第一采样芯片的输出端连接以MCU为核心的控制电路。
[0042] 第二电流采样电路包括：第二采样芯片、第二采样电阻Rs2。第二采样电阻串接Rs2在变压器Tr第二副边绕组及第二同步整流管Q6之间，第二采样电阻Rs2的两端分别接第二采样芯片的两个输入端，第二采样芯片的输出端连接以MCU为核心的控制电路。
[0043] 以MCU为核心的控制电路包括：模数转换器、导通时间计算单元、定时器。模数转换器的两个输入端分别连接第一采样芯片的输出端和第二采样芯片的输出端，模数转换器的输出端与导通时间计算单元的输入端连接，导通时间计算单元的输出端连接定时器的输入端，定时器的输出端连接隔离驱动电路的输入端。
[0044] 隔离驱动电路的输出端连接第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4的栅极，隔离驱动电路向第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4发送
控制信号，实现两个功率管导通时间调整。
[0045] 在升降压谐振变换器稳定工作状态时，第一电流采样电路经历n个工作周期采集第一同步整流管Q5电流的峰值，并对所有采集的电流峰值计算平均值，满足以下关系式：
[0046]
[0047] 上式中，ID1为第一同步整流管Q5电流的峰值平均值，n为第一电流采样电路经历的工作周期个数，Ij为第j个工作周期内第一同步整流管Q5电流的峰值。
[0048] 在升降压谐振变换器稳定工作状态时，第二电流采样电路经历n个工作周期采集第二同步整流管Q6电流的峰值，并对所有采集的电流峰值计算平均值，满足以下关系式：
[0049]
[0050] 上式中，ID2为第二同步整流管Q6电流的峰值平均值，n为第二电流采样电路经历的工作周期个数，Ik为第k个工作周期内第二同步整流管Q6电流的峰值。
[0051] 第一电流采样电路采集的是上半个工作周期的第一同步整流管Q5电流的峰值平均值，第二电流采样电路采集的是下半个工作周期的第二同步整流管Q6电流的峰值平均值。这两个半周期的电流峰值平均值之间存在着差值ΔI′，以MCU为核心的控制电路将根据差值ΔI′与设定值ΔI的比较结果，以及差值的绝对值|ΔI′|的大小及正负，来调整变换器原边绕组侧的第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4的导通时间。
[0052] 以MCU为核心的控制电路产生具有一定周期和占空比的变压器Tr原边绕组侧第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4的控制信号，以及具有一定周期和占空比的变压器Tr副边绕组侧第一同步整流管Q5和第二同步整流管Q6的控制信号。
[0053] 隔离驱动电路根据以MCU为核心的控制电路的控制逻辑，向变压器Tr原边绕组侧第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4的栅极分别输出第一驱动信号和第二驱动信号。
[0054] 实施例2。本发明提出的升降压谐振变换器副边电流不对称的控制方法的系统方框图如图3所示。其中第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4为互补导通，因此，减少第三前级功率管Q3导通时间则相应地增加第四前级功率管Q4导通的时间，增加第三前级功率管Q3导通时间则相应减少第四前级功率管Q4导通的时间。
[0055] 当升降压谐振变换器处于稳定工作状态时，当变压器原边绕组侧的谐振电流出现畸变时，会导致副边绕组侧整流网络的上半周期内和下半周期内流过的电流不对称。因此，经历多个工作周期采样上半周期的电流峰值和下半周期的电流峰值，并求取两个电流峰值平均值之间的差值ΔI′。
[0056] 本优选实施例中，以MCU为核心的控制电路将差值的绝对值|ΔI′|与设定值ΔI进行比较。
[0057] 当|ΔI′|超过电流设定值ΔI时，其中假设设定值ΔI＝0.5A。
[0058] 当ΔI′＞0时，即ID1＞ID2，说明副边绕组侧整流网络上半周期和下半周期内流过的电流峰值平均值之间的差值过大，并且流过第一同步整流管Q5的电流峰值平均值大于流过第二同步整流管Q6的电流峰值平均值。因此，设定值ΔI及第三前级功率管Q3和第四前级功率管Q4的导通时间要根据实际情况进行调整，具体如下：
[0059] (1)若0.5A≤ΔI′＜1A，则第三前级功率管Q3的导通时间减少5ns，第四前级功率管Q4的导通时间增加5ns；
[0060] (2)若1A≤ΔI′＜1.5A，则第三前级功率管Q3的导通时间减少10ns，第四前级功率管Q4的导通时间增加10ns；
[0061] (3)若1.5A≤ΔI′＜2A，则第三前级功率管Q3的导通时间减少15ns，第四前级功率管Q4的导通时间增加15ns；
[0062] (4)若2A≤ΔI′＜2.5A，则第三前级功率管Q3的导通时间减少20ns，第四前级功率管Q4的导通时间增加20ns；
[0063] (5)若ΔI′＞3A，则第三前级功率管Q3的导通时间减少25ns，第四前级功率管Q4的导通时间增加25ns。
[0064] 当ΔI′＜0时，功率管的导通时间调节过程以上述过程类似，但是是根据ΔI′的大小，减小第四前级功率管Q4的导通时间，增加第三前级功率管Q3的导通时间。
[0065] 以MCU为核心的控制电路根据该差值的绝对值|ΔI′|与设定值ΔI进行比较，超过设定允许值时，由MCU得出升降压谐振变换器中第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4应调整的导通时间，在之后的工作周期内以同样的
算法将平均电流峰值的差值与设定值比较，进行进一步控制调整，使得差值下降到允许范围内，副边侧同步整流网络两个半周期内流过电流对称。
[0066] 实施例3。图4为在原边电流畸变情况下，未使用本发明提出的控制方法时，上半周期和下半周期的变压器副边整流管电流示意图，图中实线表示第一整流管Q5的电流，虚线表示第二整流管Q6的电流。图5为在原边电流畸变情况下，使用本发明提出的控制方法时，上半周期和下半周期的变压器副边整流管电流示意图，图中实线表示第一整流管Q5的电流，虚线表示第二整流管Q6的电流。
[0067] 两图相比，明显看出，在原边电流畸变情况下，使用本发明提出的控制方法时第一整流管Q5的电流和第二整流管Q6的电流基本一致，因此说明变压器Tr副边绕组侧上半周期和下半周期的电流相等，即变压器副边电流对称。
[0068] 图6为第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的栅极获得的驱动信号的波形示意图。其中，图6a为在原边电流畸变情况下未使用本发明提出的控制方法时，第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的栅极获得的驱动信号的波形示意图；图6b为在原边电流畸变情况下使用本发明提出的控制方法时，第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的栅极获得的驱动信号的波形示意图。
[0069] 可见，在变压器副边电流不对称时，通过调整第三前级功率管Q3、第四前级功率管Q4的导通时间可以使得变压器副边电流对称。
[0070] 以上具体实施方式及实施例是对本发明提出的升降压谐振变换器副边电流不对称的控制系统及控制方法技术思想的具体支持，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在本技术方案
基础上所做的任何等同变化或等效的改动，均仍属于本发明技术方案保护的范围。
