技术领域
[0001] 本
发明涉及一种基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，属于电
力电子领域的储能用的AC-DC整流器领域。
背景技术
[0002] 传统的隔离型AC-DC整流器一般采用两级的结构，采用非隔离功率因数校正PFC连接隔离型DC-DC。AC-DC输出为恒定的直流
电压，通过隔离型DC-DC调节
输出电压。2016年在IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】发表了“Optimal ZVS Modulation of Single-Phase Single-Stage Bidirectional DAB AC–DC Converters”一文，文中提出了采用工频全桥整流级联双有源桥的方式实现隔离型AC-DC变换器，由于采用工频全桥整流，省去了功率因数校正需要的滤波电感和滤波电容。通过双有源桥控制输出电压。但是为了实现所有
开关管的
软开关，需要额外的电感并联在双有源桥全桥输出。同时为了实现交流侧的单位功率因数，不仅需要采样交流电压进行
锁相，同时还需要采样交流电流以进行闭环控制。由于采用了交流电流环，环路的
稳定性必然受到交流侧线路阻抗影响。为了实现软开关和导通损耗的优化控制，通过离线运算制作表格存储到数字
控制器中，需要通过查表的方式确定变换器的工作模态。
[0003] 2020年2月在IEEE Transactions on Industrial Electronics【电力电子期刊】发表了“A Novel Current Modulation Method to Eliminate Low-Frequency Harmonics in Single-Stage Dual Active Bridge AC–DC Converter”一文，采用同样的
电路拓扑，实现了AC-DC变换器，文中提出了一种不需要采用交流电流就可以实现单位功率因数的控制策略。但是文中采用的方法无法实现所有开关管的零电压开通软开关，因此
开关损耗较大。不适合应用在高频的场合，同时
变压器中电流工作在断续的模式，变压器和开关管的峰值和有效值电流都较大，所以导通损耗也无法得到优化。
[0004] 为了综合优化所述隔离型双有源桥AC-DC整流器的稳定控制和高效率，需要对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化。本发明将提出一种无交流电流采样的单位功率因数控制策略，在实现功率因数校正和输出电压控制的
基础上，实现所有双有源桥变换器所有工作模态的软开关和变压器峰值电流的优化。
发明内容
[0005] 为了将双有源桥(DAB)变换器用于AC-DC整流器领域，且实现无电流采样的功率因数校正，本发明公开的基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法要解决的技术问题是：提供一种基于双有源桥整流器无电流采样的功率因数校正的控制方法，在实现功率因数校正和输出电压控制的基础上，综合优化双有源桥整流器的稳定控制和高效率，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，根据需要实现工作模态的切换，并保证DAB变换器8只开关管的软开关和变压器峰值电流的优化。
[0006] 本发明目的是通过下述技术方案实现的。
[0007] 本发明公开的基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥单相AC-DC整流器，主电路一次侧连接
电网电压，电网电压经过工频PWM整流，得到双半波电压，作为DAB变换器的输入。DAB变换器通过变压器进行隔离，变压器原、副边分别为两个全桥，输出用于连接任意负载。通过DAB变换器工作模态的切换，控制两个全桥的占空比和逆变的电压
波形相对应的移相
角实现整流器功率因数校正。所述基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法包括如下步骤：
[0008] 步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经过输出电压控制器输出为输入电流幅值控制量y；
[0009] 步骤二：采样一次侧电网电压vin，经过
锁相环得到电网电压幅值Vin和电网电压相角θ，限制θ的大小在0到2π。将输入电流幅值控制量y与电网电压相角通过乘法器相乘得到ysinθ作为输入电流给定值；
[0010] 步骤三：根据电网电压的正负及过零点，产生工频PWM整流器的驱动
信号。PWM整流器输出，DAB变换器一次
输入侧电压V1表示为|Vinsinθ|。采样DAB变换器二次侧输出电压Vo，计算变换器的等效电压增益M，M表示为Vo/(nV1)；变压器变比为1:n；
[0011] 步骤四：根据步骤三计算得到的M值，划分DAB变换器工作于下述4种模态：当M小于1，判定DAB工作于模态1或模态2两种工作模态，根据移相角进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态，并计算得到模态1或模态2下对应的占空比以及移相角大小；当M大于1，判定DAB工作于模态3或模态4两种工作模态，根据移相角进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态，并计算得到对应模态3或模态
4下相应的占空比以及移相角大小。通过上述工作模态切换方式，实现所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥单相AC-DC整流器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证DAB变换器四种工作模态下8只开关管的软开关和变压器峰值电流的优化。
[0012] 根据步骤三计算得到的M值，划分DAB变换器工作于下述4种模态：
[0013] 当M小于1，判定DAB工作于模态1或模态2两种工作模态：
[0014] 当M小于1：DAB变换器在该情况下存在两种不同的工作模态，计算当M小于1时两种不同模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角大小，其中
[0015]
[0016] Lr为
串联电感的感值，Ts为开关周期，IZVS1为DAB变换器一次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值，IZVS2为DAB变换器二次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值。为DAB变换器工作于模态1下对应的移相角大小； 为DAB变换器工作于模态2
下对应的移相角大小； 为当M小于1时，判定DAB变换器具体工作于模态1或者模态2的临界移相角。在M小于1情况下，根据移相角进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态：
[0017] 当 时，判定DAB变换器工作在模态1，并计算得到DAB变换器在模态1下相应的占空比以及移相角大小为
[0018]
[0019] 其中， 为DAB变换器移相角大小，D1为DAB变换器一次侧全桥的占空比，D2为DAB变换器二次侧全桥的占空比。
[0020] 当 时，判定DAB变换器工作在模态2，并计算得到DAB变换器在模态2下相应的占空比以及移相角大小为
[0021]
[0022] 当M大于1，判定DAB工作于模态3或模态4两种工作模态：
[0023] 当M大于1：DAB变换器在该情况下存在两种不同的工作模态，计算当M大于1时两种不同模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角大小，其中
[0024]
[0025] 为DAB变换器工作于模态3条件下对应的移相角大小； 为DAB变换器工作于模态4条件下对应的移相角大小； 为当M大于1时，判定DAB变换器具体工作于模态
3或者模态4的临界移相角。
[0026] 在M大于1情况下，根据移相角进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态：
[0027] 当 时，判定DAB变换器工作在模态3，并计算得到DAB变换器在模态3下相应的占空比以及移相角大小为
[0028]
[0029] 当 时，判定DAB变换器工作在模态4，并计算得到DAB变换器在模态4下相应的占空比以及移相角大小为
[0030]
[0031] 在M等于1的情况下，直接计算得到DAB变换器相应的占空比以及移相角大小为[0032]
[0033] 步骤五：根据步骤四所得到的 D1，D2，产生DAB变换器两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动8只开关管工作。DAB变换器根据需要对工作模态进行切换，从而实现对所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证上述DAB变换器8只开关管的软开关实现和变压器峰值电流的优化。
[0034] 步骤三中工频PWM整流器的驱动信号根据电网电压的正负及过零点产生。作为优选，步骤三所述的产生开关的驱动信号针对单相PWM整流器，其中包括四个开关管，分别即为S1，S2，S3，S4；所述的四个开关管的驱动信号都是工频方波信号。开关管S1和开关管S2组成一个桥臂，S1的源极连接S2的漏极。开关管S3和开关管S4组成一个桥臂，S3的源极连接S4的漏极。开关管S1和开关管S3的漏极连接在一起组成DAB变换器输入端的正极，开关管S2和S4的源极连接在一起组成DAB变换器输入端的负极。开关管S1的源极连接交流电网电压的正极，开关管S3的源极连接交流电网电压的负极。开关管S1和S2的驱动信号互补且存在死区时间，开关管S3和S4的驱动信号互补且存在死区时间。电网电压大于零时，S1和S4同时导通；电网电压小于零时，S2和S3同时导通。即实现工频PWM整流。
[0035] 作为优选，步骤五中根据步骤四所得到的 D1，D2，产生DAB变换器两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动八只开关管工作。所述的产生开关管的驱动信号针对双有源桥(DAB)变换器，其中包括8个开关管，分别即为Q1，Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7，Q8；所述的8个开关管的开关管的驱动信号都是50％的方波信号；Q1与Q2互补、Q3和Q4互补、Q5与Q6互补、Q7与Q8互补；Q3超前Q1的时间由D1控制，Q7超前Q5的时间由D2控制。两个全桥逆变的方波的中性线之间的
相位差为 并定义
[0036] 双有源桥一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4。开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的漏极连接Q2的源极。开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的漏极连接Q4的源极。开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起，并连接S3的漏极；开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起，并连接S4的源极。开关管Q1的源极连接串联电感的一端，电感的另一端连接一次侧变压器绕组的同名端。变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极。开关管Q1和Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q3和Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q1和开关管Q4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D1。
[0037] 双有源桥二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8。开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极。开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极。开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极。开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极。变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极。开关管Q5和Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q7和Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q5和开关管Q8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D2。
[0038] 即实现根据步骤四所得到的 D1，D2，产生DAB变换器两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动8只开关管Q1，Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7，Q8工作，实现对所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证上述DAB变换器8只开关管Q1，Q2，Q3，Q4，Q5，Q6，Q7，Q8的软开关实现和变压器峰值电流的优化。
[0039] 有益效果：
[0040] 1、本发明公开的基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，首先针对等效增益M小于1的情况，分析并提取出移相角小的情况下能够实现DAB变换器软开关的工作模态，且导通损耗最小；再提取移相角大时DAB变换器中变压器峰值电流最小值对应的工作模态。再针对等效增益M大于1的情况，分析并提取出移相角小的情况下能够实现DAB变换器软开关的工作模态，再提取移相角大时DAB变换器中变压器峰值电流最小值对应的工作模态。在上述条件下，DAB变换器中8只开关管：能够实现在交流电压在0伏附近时，部分开关管实现零电压软开关，部分开关管实现零电流软开关；其他情况下所有开关管能够实现零电压软开关。同时，能够实现变压器的峰值电流最小，优化DAB变换器的导通损耗，实现所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器的高效率。
[0041] 2、本发明公开的基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，根据上述有益效果1中所述四种能够实现DAB变换器中8只开关管软开关且最小导通损耗的工作模态，提出一种基于所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器的控制策略。电压给定与整流器输出电压比较，经过电压控制器得到输入电流的幅值控制量，与电网电压相角相乘作为电流的参考值。通过电流参考值与DAB变换器移相角、一次侧和二次侧两个全桥对应的占空比的关系，计算出各个模态对应的控制量 D1，D2。通过占空比D1，D2和移相角产生DAB变换器两侧全桥电路的8个开关管的驱动信号。通过控制策略，能够实现所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器的无电流采样的功率因数校正和对输出电压的控制，保持输入电流的正弦化。同时，4个工作模态能够根据需要进行切换，实现对输出电压的控制。
[0042] 3、本发明公开的基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，所述D1，D2三个控制量通过步骤一中的控制器输出结合步骤二中的电网电压相位以及步骤四中的关系式完成，控制统一，简单。
[0043] 4、本发明公开的基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，根据步骤四所得到的 D1，D2，产生DAB变换器两个全桥开关管对应的驱动信号，驱动信号用于驱动8只开关管工作，进而实现对所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器的功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证上述DAB变换器8只开关管的软开关和变压器峰值电流的优化。
附图说明
[0044] 图1示出本
实施例的基于双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器电路结构示意图；
[0046] 图3示出本发明的调制流程框图；
[0047] 图4a示出本发明中模态1(M小于1且移相角小时)的电流的电压和电流波形；
[0048] 图4b示出本发明中模态2(M小于1且移相角大时)的电流的电压和电流波形；
[0049] 图4c示出本发明中模态3(M大于1且移相角小时)的电流的电压和电流波形；
[0050] 图4d示出本发明中模态4(M大于1且移相角大时)的电流的电压和电流波形。
具体实施方式
[0051] 下面结合附图与实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
[0052] 本实施例基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器，基于如图1所示电路实现。所述双有源桥整流器由12只开关管组成，其中工频PWM整流器由4只开关管组成，双有源桥变换器变压器两侧全桥各由4只开关管组成。
节点A和节点B分别为一次侧全桥两个桥臂的中点，节点C和节点D分别为二次侧全桥两个桥臂的中点。ir为变压器一次侧绕组的电流。V1和Vo分别为DAB变换器一次侧和二次侧的输入和输出电压，定义变换器的电压增益M＝Vo/nV1。
[0053] 工频PWM整流器4只开关管S1-S4的驱动信号均为工频驱动信号。开关管S1和开关管S2组成一个桥臂，S1的源极连接S2的漏极。开关管S3和开关管S4组成一个桥臂，S3的源极连接S4的漏极。开关管S1和开关管S3的漏极连接在一起组成DAB变换器输入端的正极，开关管S2和S4的源极连接在一起组成DAB变换器输入端的负极。开关管S1的源极连接交流电网电压的正极，开关管S3的源极连接交流电网电压的负极。开关管S1和S2的驱动信号互补且存在死区时间，开关管S3和S4的驱动信号互补且存在死区时间。电网电压大于零时，S1和S4同时导通；电网电压小于零时，S2和S3同时导通。通过此方式，工频PWM整流器输出双半波电压。
[0054] 工频PWM整流器后接DAB变换器电路。DAB变换器包括8只开关管，分别即Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8。
[0055] DAB变换器一次侧全桥包含4只开关管Q1-Q4。开关管Q1和开关管Q2组成一个桥臂，Q1的漏极连接Q2的源极。开关管Q3和开关管Q4组成一个桥臂，Q3的漏极连接Q4的源极。开关管Q1的漏极和开关管Q3的漏极连接在一起，并连接S3的漏极；开关管Q2和开关管Q4的源极连接在一起，并连接S4的源极。开关管Q1的源极连接串联电感的一端，串联电感的另一端连接变压器一次侧绕组的同名端。变压器一次侧绕组的异名端连接Q3的源极。开关管Q1和Q2的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q3和Q4的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q1和开关管Q4的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D1。
[0056] DAB变换器二次侧全桥包含4只开关管Q5-Q8。开关管Q5和开关管Q6组成一个桥臂，Q5的源极连接Q6的漏极。开关管Q7和开关管Q8组成一个桥臂，Q7的源极连接Q8的漏极。开关管Q5和Q7的漏极连接在一起，连接输出电容的正极，作为输出电压正极。开关管Q6和开关管Q8的源极连接在一起，连接输出电容的负极，作为输出电压负极。变压器二次侧的同名端连接开关管Q5的源极，变压器二次侧绕组的异名端连接开关管Q7的源极。开关管Q5和Q6的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q7和Q8的驱动信号分别为占空比为0.5的驱动信号，驱动信号互补且存在死区时间。开关管Q5和开关管Q8的驱动信号重叠的时间除以开关周期的一半定义为占空比D2。
[0057] 图2为本发明的闭环控制框图。
[0058] 本实施例公开的基于双有源桥整流器无电流采样功率因数校正的控制方法，具体控制步骤如下：
[0059] 步骤一：通过电压参考Vref和二次侧电压反馈Vo相减得到的电压误差，经过输出电压控制器得到输入电流幅值控制量y；
[0060] 步骤二：采样一次侧电网电压vin，经过锁相环得到电网电压幅值Vin和电网电压相角θ。将输入电流幅值控制量y与电网电压相位角的正弦运算通过乘法器相乘得到ysinθ作为输入电流给定值；
[0061] 步骤三：图3为本发明的调制流程框图。根据电网电压的正负及过零点，产生工频PWM整流器的驱动信号。PWM整流器输出，DAB变换器输入侧电压V1可以表示为|Vinsinθ|。采样二次侧电压Vo，计算变换器的等效电压增益M，M表示为Vo/(nV1)；变压器变比为1:n；
[0062] 步骤四：根据步骤三计算得到的M值，划分DAB变换器工作于下述4种模态：当M小于1，判定DAB工作于模态1或模态2两种工作模态，根据移相角进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态，并计算得到对应模态1或模态2下相应的占空比以及移相角大小；当M大于1，判定DAB工作于模态3或模态4两种工作模态，根据移相角进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态，并计算得到对应模态3或模态4下相应的占空比以及移相角大小。通过上述工作模态切换方式，实现功率因数校正和输出电压控制，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证DAB变换器4种工作模态下8只开关管的软开关和变压器峰值电流的优化。
[0063] 根据步骤三计算得到的M值，划分DAB变换器工作于下述4种模态：
[0064] 当M小于1，判定DAB工作于模态1或模态2两种工作模态：
[0065] 当M小于1：DAB变换器在该情况下存在两种不同的工作模态，计算当M小于1时两种不同模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角大小，其中
[0066]
[0067] Lr为串联电感的感值，Ts为开关周期，IZVS1为DAB变换器一次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值，IZVS2为DAB变换器二次侧全桥开关管实现软开关的最小电流幅值。为DAB变换器工作于模态1条件下对应的移相角大小； 为DAB变换器工作于模
态2条件下对应的移相角大小； 为当M小于1时，判定DAB变换器具体工作于模态1或者模态2的临界移相角。
[0068] 在M小于1情况下，根据移相角进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态：
[0069] 当 时，判定DAB变换器工作在图4a所示的工作模态1；当时，判定DAB变换器工作在图4b所示的工作模态2。
[0070] 当 时，DAB变换器工作在图4a所示的等效电压增益M小于1且移相角小的工作模态1。当DAB变换器工作于模态1时，相关结论推导过程如下：
[0071] 在模态1下，VAB和VCD均为三电平波形，计算得到输入电流的平均值为
[0072]
[0073] 根据闭环控制框图，定义
[0074]
[0075] 计算DAB变换器在模态1相应的占空比以及移相角大小
[0076]
[0077] 考虑到占空比D1不能大于1，需要对占空比进行以下设置
[0078]
[0079] DAB变换器工作在模态1的条件为D2<1，经过计算简化得到DAB变换器工作在模态1的移相角临界条件为
[0080]
[0081] 当 时，DAB变换器工作在图4b所示的等效电压增益M小于1且移相角大时的工作模态2。当DAB变换器工作于模态2时，相关结论推导过程如下：
[0082] 在模态2下，VAB为三电平波形，VCD为两电平波形,计算得到输入电流的平均值为[0083]
[0084] 根据闭环控制框图，定义
[0085]
[0086] 利用峰值电流优化变压器的损耗，采用拉格朗日乘法算子，设置优化函数为[0087]
[0088] 其中Pn＝Po/Pbase，Pbase＝VoVbatTs/(8nLr)，Ipeak是模态2下变压器电流的峰值。p*是输出功率的期望标准功率。当满足以下方程式时，得到峰值电流最优模型下的控制量。
[0089]
[0090] 求解上述方程，可以得到 D1和D2满足关系式
[0091]
[0092] DAB变换器工作于模态2的移相角临界条件为
[0093] 当M大于1，判定DAB工作于模态3或模态4两种工作模态：
[0094] 当M大于1：DAB变换器在该情况下存在两种不同的工作模态，计算当M大于1时两种不同模态的移相角大小以及模态切换的临界移相角大小，其中
[0095]
[0096] 为DAB变换器工作于模态3条件下对应的移相角大小； 为DAB变换器工作于模态4条件下对应的移相角大小； 为当M大于1时，判定DAB变换器具体工作于模态
3或者模态4的临界移相角。
[0097] 在M大于1情况下，根据移相角 进一步判定DAB变换器工作于上述两种工作模态中的某一具体工作模态：当 时，判定DAB变换器工作在图4c所示的工作模态3；当时，判定DAB变换器工作在图4d所示的工作模态4。
[0098] 当 时，DAB变换器工作在图4c所示的等效电压增益M大于1且移相角小的工作模态3。当DAB变换器工作于模态3时，相关结论推导如下：
[0099] 在模态3下，VAB和VCD均为三电平波形，计算得到输入电流的平均值为
[0100]
[0101] 根据闭环控制框图，定义
[0102]
[0103] 计算DAB变换器在模态3相应的占空比以及移相角大小
[0104]
[0105] 在模态切换过程中，该模态工作于
正弦波过零点附近，按照D1的计算公式，为了实现软开关D1将大于1，但是此情况实际条件下不存在。因此，设计此时的软开关条件为零电流软开关。令IZVS2＝IZVS1＝0，得到模态3相应的控制量为
[0106]
[0107] DAB变换器工作于模态3的条件为 经过化简计算得到模态3的移相角临界条件为
[0108]
[0109] 当 时，DAB变换器工作在图4d所示的等效电压增益M大于1且移相角大的工作模态4。当DAB变换器工作于模态4时，相关结论推导过程如下：
[0110] 在模态4下，VCD为三电平波形，VAB为两电平波形，计算得到输入电流的平均值为[0111]
[0112] 根据闭环控制框图，定义
[0113]
[0114] 利用峰值电流优化变压器的损耗，采用拉格朗日乘法算子，设置优化函数[0115]
[0116] 其中Pn＝Po/Pbase，Pbase＝VoVbatTs/(8nLr)，Ipeak是此模态下变压器电流的峰值。p*是输出功率的期望标准功率。当满足以下方程式时，得到峰值电流最优模型下的控制量。
[0117]
[0118] 求解上述方程，可以得到 D1和D2满足关系式
[0119]
[0120] DAB变换器工作于模态4的移相角临界条件为
[0121] 当M＝1：直接得到相应的控制量 D1，D2的值为
[0122]
[0123] 步骤五：根据步骤四所得到的 D1，D2，产生DAB变换器两个全桥开关管对应的驱动信号，信号用于驱动8只开关管工作。根据需要对工作模态进行切换，从而实现对所述双有源桥整流器为隔离型双有源桥AC-DC整流器的功率因数校正，对导通损耗和零电压软开关的模态控制进行优化，并保证上述DAB变换器8只开关管的软开关实现和变压器峰值电流的优化。
[0124] 以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
