技术领域
[0001] 本
发明涉及DC-DC变换器技术领域，特别是涉及一种高增益双向三相DC-DC变换器及控制方法。
背景技术
[0002] 近年来，随着新
能源发电、电动
汽车和储能系统等领域的发展，双向高增益DC-DC变换器受到了广泛的关注与研究。
[0003] 在
现有技术中，传统的双向三相DC-DC变换器
电路拓扑如图1所述，受电路中寄生参数的影响，尤其是电感和电容等效内阻的影响，上述传统的双向三相DC-DC变换器的
电压转换比有限，很难将电压转换比提高到4倍以上。因此，当需要得到足够大的电压转换比时，上述电路将会无法满足实际需求；另外，上述传统变换器的各功率
开关管关断时承受的电压均为高压侧电压，电压应
力大。
[0004] 为提高DC-DC变换器的电压转换比，目前的解决方案主要有三种：
[0005] 第一种是使用
变压器实现升降压，其
能量转换环节为直流-交流-交流-直流，但此方案由于转换环节较多，使得能量转换效率变低。
[0006] 第二种是使用开关电容技术实现升降压，但此方案所需开关器件过多，使得成本加大且控制复杂。
[0007] 第三种是使用耦合电感技术实现升降压，但耦合电感的漏感会引起过大的电压尖峰且加大损耗。
[0008] 综上所述，现有技术中对于DC-DC变换器无法满足需要得到足够大的电压转换比的要求的问题，尚缺乏有效的解决方案。
发明内容
[0009] 为了解决现有技术的不足，本发明提供了一种高增益双向三相DC-DC变换器，用来提升DC-DC变换器的电压转换比。
[0010] 一种高增益双向三相DC-DC变换器，包括：
[0011] 三个电感L1、L2、L3：其中，电感L1分别与功率开关管S1和功率开关管S4相连接，电感L2分别与功率开关管S2和电容Cf相连接，电感L3分别与功率开关管S3、电容CH1和电容CH2相连接；
[0012] 低压侧、功率开关管S1、S2、S3均与功率开关管S6相连接，电容Cf分别与功率开关管S4和功率开关管S5相连接，电容CH1与高压侧相连接，电容CH2分别与功率开关管S6和高压侧相连接。
[0013] 进一步的，电感L1、电感L2和电感L3的一端同时与低压侧电源VL的正极相连接，或电感L1、电感L2和电感L3的一端同时与负载RL的正极相连接，电感L1的另一端与功率开关管S1的第一端和S4的第二端相连接，电感L2的另一端与功率开关管S2的第一端和电容Cf的负极相连接，电感L3的另一端与功率开关管S3的第一端、电容CH1的负极和电容CH2的正极相连接；
[0014] 进一步的，低压侧电源VL的负极、功率开关管S1、S2、S3的第二端和S6的第一端相连接，或负载RL的负极、功率开关管S1、S2、S3的第二端和S6的第一端相连接，电容Cf的正极与功率开关管S4的第一端和S5的第二端相连接，电容CH1的正极与高压侧电源VH的正极或负载RH的正极相连接，电容CH2的负极与功率开关管S6的第二端和高压侧电源VH的负极或负载RH的负极相连接；功率开关管S1～S6各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接；
[0015] 进一步的，功率开关管S1～S6各自的第一端、第二端分别与反向并联的
二极管D1～D6相连接。
[0016] 进一步的，所述低压侧电源VL或负载RL两端并联有滤波电容CL。
[0017] 进一步的，所述功率开关管S1～S6各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接。
[0018] 进一步的，所述功率开关管S1～S6为N
沟道场效应晶体管MOSFET或绝缘栅晶体管IGBT，当功率开关管为N沟道场效应晶体管MOSFET时，所述功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，第二端为MOSFET的源极，第三端为MOSFET的栅极；
[0019] 当功率开关管为绝缘栅晶体管IGBT时，所述功率开关管的第一端为IGBT的集
电极，所述功率开关管的第二端为IGBT的发射极，所述功率开关管的第三端为IGBT的栅极。
[0020] 进一步的，当DC-DC变换器工作在boost升压模式时，低压侧接电源，高压侧接负载；当DC-DC变换器工作在buck降压模式时，低压侧接负载，高压侧接电源。
[0021] 进一步的，所述的高增益双向三相DC-DC变换器，高压侧滤波电容可以实现自动稳压，三个滤波电感可以实现自动均流。进一步分析如下：当电路工作在稳态、功率开关管S1、S2、S3占空比相同且等于D时，一个开关周期内，电感L1、L2、L3充放电伏秒平衡，分别有：
[0022] VLDT＝(VCf-VL)(1-D)T
[0023] VLDT＝(VCH1-VCf-VL)(1-D)T
[0024] VLDT＝(VCH2-VL)(1-D)T
[0025] 可得：
[0026]
[0027] 因此，高压侧电容能够自动稳压。
[0028] 一个开关周期内，电容Cf、CH1、CH2充放电安秒平衡，分别有：
[0029] IL1(1-D)T＝IL2(1-D)T
[0030] (IL2-IH)(1-D)T＝IHDT
[0031] (IL3-IH)(1-D)T＝IHDT
[0032] 可得：
[0033] IL1＝IL2＝IL3
[0035] 一种高增益双向三相DC-DC变换器的控制方法，包括180°交错控制方式，所述功率开关管S1和S4、S2和S5、S3和S6分别互补导通(未考虑死区时间)，且S1和S3同
相位，S1和S2相位相差180°，S1、S2、S3占空比相同且大于0.5。
[0036] 进一步的，在180°交错控制方式下，变换器工作在boost模式时，此时，其电压转换比(即增益,下同)为： 式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导通的占空比，且0.5
[0037] 1)模态1、3[t0-t1，t2-t3]：功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L2、L3充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性增大，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1、vCH2线性减小；
[0038] 2)模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L3充电，电感电流iL1、iL3线性增大，电感L2对电容Cf、CH1充电，电感电流iL2线性减小，电容电压vCf线性减小，电容电压vCH1线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH2线性减小；
[0039] 模态4[t3-t4]：功率开关管S2、S4、S6导通，S1、S3、S5关断，S1、S3、S5的反并联二极管D1、D3、D5截止，低压侧电源VL对电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电感L1对电容Cf充电，电感电流iL1线性减小，电容电压vCf线性增大，电感L3对电容CH2充电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCH2线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1线性减小。
[0040] 进一步的，在180°交错控制方式下，变换器工作在buck模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导
通的占空比，且0.5
[0041] 1)模态1，3[t0-t1，t2-t3]：功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，电感L1、L2、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性减小，电容Cf、CH1、CH2无充放电，电容电压vCf、vCH1、vCH2不变；
[0042] 2)模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，电感L1、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL3线性减小，电容Cf、CH1对电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电容电压vCf线性增大，电容电压vCH1线性减小，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH2线性增大；
[0043] 模态4[t3-t4]：功率开关管S2、S4、S6导通，S1、S3、S5关断，S1、S3、S5的反并联二极管D1、D3、D5截止，电感L2对低压侧负载RL充电，电感电流iL2线性减小，电容Cf对电感L1充电，电感电流iL1线性增大，电容电压vCf线性减小，电容CH2对电感L3充电，电感电流iL3线性增大，电容电压vCH2线性减小，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH1线性增大。
[0044] 一种高增益双向三相DC-DC变换器的控制方法，包括120°交错控制方式，所述功率开关管S1和S4、S2和S5、S3和S6分别互补导通(未考虑死区时间)，且S1、S2和S3相位分别相差120°，S1、S2、S3占空比相同且大于2/3。
[0045] 进一步的，在120°交错控制方式下，变换器工作在boost模式时，此时，其电压转换比为： 式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导通的占空比，且2/3
[0046] 一个开关周期内，变换器共有六个工作模态：
[0047] 1)模态1，3，5[t0-t1，t2-t3，t4-t5]：功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L2、L3充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性增大，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1、vCH2线性减小；
[0048] 2)模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L3充电，电感电流iL1、iL3线性增大，电感L2对电容Cf、CH1充电，电感电流iL2线性减小，电容电压vCf线性减小，电容电压vCH1线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH2线性减小；
[0049] 3)模态4[t3-t4]：功率开关管S1、S2、S6导通，S3、S4、S5关断，S3、S4、S5的反并联二极管D3、D4、D5截止，低压侧电源VL对电感L1、L2充电，电感电流iL1、iL2线性增大，电感L3对电容CH2充电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCH2线性增大，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1线性减小；
[0050] 4)模态6[t5-t6]：功率开关管S2、S3、S4导通，S1、S5、S6关断，S1、S5、S6的反并联二极管D1、D5、D6截止，低压侧电源VL对电感L2、L3充电，电感电流iL2、iL3线性增大，电感L1对电容Cf充电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCf线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1、vCH2线性减小。
[0051] 进一步的，在120°交错控制方式下，变换器工作在buck模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导
通的占空比，且2/3
[0052] 1)模态1，3，5[t0-t1，t2-t3，t4-t5]：功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，电感L1、L2、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性减小，电容Cf、CH1、CH2无充放电，电容电压vCf、vCH1、vCH2不变；
[0053] 2)模态2[t1-t2]：功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，电感L1、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL3线性减小，电容Cf、CH1对电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电容电压vCf线性增大，电容电压vCH1线性减小，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH2线性增大；
[0054] 3)模态4[t3-t4]：功率开关管S1、S2、S6导通，S3、S4、S5关断，S3、S4、S5的反并联二极管D3、D4、D5截止，电感L1、L2对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL2线性减小，电容CH2对电感L3充电，电感电流iL3线性增大，电容电压vCH2线性减小，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH1线性增大；
[0055] 4)模态6[t5-t6]：功率开关管S2、S3、S4导通，S1、S5、S6关断，S1、S5、S6的反并联二极管D1、D5、D6截止，电感L2、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL2、iL3线性减小，电容Cf对电感L1充电，电感电流iL1线性增大，电容电压vCf线性减小，电容CH1、CH2无充放电，电容电压vCH1、vCH2不变。
[0056] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0057] 本发明具有更高的电压转换比，其电压转换比可提高到传统双向三相DC-DC变换器的三倍；功率开关管具有更低的电压
应力，其中功率开关管S1、S2、S3、S6的关断时承受的电压为高压侧电压的三分之一，功率开关管S4、S5的关断时承受的电压为高压侧电压的三分之二。
[0058] 本发明两个高压侧滤波电容可以实现自动稳压，三个滤波电感可以实现自动均流。
[0059] 高压侧滤波电容CH1上的电压是VH的2/3，高压侧滤波电容CH2上的电压是VH的1/3。
[0060] 本发明仅增加两个电容，电路拓扑简单，电路元件少，降低了变换器的成本，提高了变换器的整体工作效率。
[0061] 本发明变换器控制简单，易于实现。其中180°交错控制方式，可以最大程度增大占空比范围、减小高压侧的总电压纹波；120°交错控制方式，可以最大程度减小低压侧地总电流纹波。
附图说明
[0062] 构成本
申请的一部分的
说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性
实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。
[0063] 图1为传统双向三相DC-DC变换器电路拓扑；
[0064] 图2为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器电路拓扑；
[0065] 图3为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在180°交错控制方式下各功率开关管的控制
信号；
[0066] 图4为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在120°交错控制方式下各功率开关管的
控制信号；
[0067] 图5(a)-图5(c)为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在180°交错控制方式下，工作在boost模式时的工作模态；
[0068] 图6(a)-图6(c)为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在180°交错控制方式下，工作在buck模式时的工作模态；
[0069] 图7(a)-图7(d)为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在120°交错控制方式下，工作在boost模式时的工作模态；
[0070] 图8(a)-图8(d)为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在120°交错控制方式下，工作在buck模式时的工作模态；
[0071] 图9(a)-图9(c)为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在180°交错控制方式下，工作在boost模式时的仿真
波形图；
[0072] 图10(a)-图10(c)为本发明提出的高增益双向三相DC-DC变换器在180°交错控制方式下，工作在buck模式时的仿真波形图。
具体实施方式
[0073] 应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
[0074] 需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
[0075] 正如背景技术所介绍的，现有技术中存在XXX不足，为了解决如上的技术问题，本申请提出了一种高增益双向三相DC-DC变换器及控制方法。
[0076] 本申请的一种典型的实施方式中，提供了一种高增益双向三相DC-DC变换器，本发明具体实施方式采用图2所示拓扑，该拓扑包含三个电感L1～L3，六个功率开关管S1～S6，四个电容Cf、CL、CH1、CH2，其电路连接关系为：
[0077] 电感L1、电感L2和电感L3的一端同时与低压侧电源VL的正极相连接，或电感L1、电感L2和电感L3的一端同时与负载RL的正极相连接，电感L1的另一端与功率开关管S1的第一端和S4的第二端相连接，电感L2的另一端与功率开关管S2的第一端和电容Cf的负极相连接，电感L3的另一端与功率开关管S3的第一端、电容CH1的负极和电容CH2的正极相连接；
[0078] 低压侧电源VL的负极、功率开关管S1、S2、S3的第二端和S6的第一端相连接，或负载RL的负极、功率开关管S1、S2、S3的第二端和S6的第一端相连接，电容Cf的正极与功率开关管S4的第一端和S5的第二端相连接，电容CH1的正极与高压侧电源VH的正极或负载RH的正极相连接，电容CH2的负极与功率开关管S6的第二端和高压侧电源VH的负极或负载RH的负极相连接；功率开关管S1～S6各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接；
[0079] 功率开关管S1～S6各自的第一端、第二端分别与反向并联的二极管D1～D6相连接。
[0080] 功率开关管S1～S6各自的第三端分别与各自的驱动电路相连接。本优选实施范例采用N沟道场效应晶体管MOSFET作为功率开关管，功率开关管的第一端为MOSFET的漏极，所述功率开关管的第二端为MOSFET的源极，所述功率开关管的第三端为MOSFET的栅极。
[0081] 本申请的另一种典型的实施方式中，功率开关管为
绝缘栅双极晶体管IGBT，所述功率开关管的第一端为IGBT的集电极，所述功率开关管的第二端为IGBT的发射极，所述功率开关管的第三端为IGBT的栅极。
[0082] 本优选实施范例通过改变低压侧和高压侧对电源或负载的连接，来验证变换器的双向工作特性。即变换器工作在boost升压模式时，采用低压侧连接电源，高压侧连接负载的方式；工作在buck降压模式时，采用低压侧连接负载，高压侧连接电源的方式。其中，所述负载正极即负载与滤波电容正极相连接的一端，所述负载负极即负载与滤波电容负极相连接的一端。
[0083] 当变换器采用180°交错控制方式时，功率开关管的导通情况如图3所示，功率开关管S1和S4、S2和S5、S3和S6分别互补导通(未考虑死区时间)，且S1和S3同相位，S1和S2相位相差180°，S1、S2、S3占空比相同且大于0.5。
[0084] 在180°交错控制方式下，变换器工作在boost模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导
通的占空比，且0.5
[0085] 3)模态1、3[t0-t1，t2-t3]：如图5(a)所示，功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L2、L3充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性增大，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1、vCH2线性减小。
[0086] 4)模态2[t1-t2]：如图5(b)所示，功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L3充电，电感电流iL1、iL3线性增大，电感L2对电容Cf、CH1充电，电感电流iL2线性减小，电容电压vCf线性减小，电容电压vCH1线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH2线性减小。
[0087] 5)模态4[t3-t4]：如图5(c)所示，功率开关管S2、S4、S6导通，S1、S3、S5关断，S1、S3、S5的反并联二极管D1、D3、D5截止，低压侧电源VL对电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电感L1对电容Cf充电，电感电流iL1线性减小，电容电压vCf线性增大，电感L3对电容CH2充电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCH2线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1线性减小。
[0088] 在180°交错控制方式下，变换器工作在buck模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导
通的占空比，且0.5
[0089] 3)模态1，3[t0-t1，t2-t3]：如图6(a)所示，功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，电感L1、L2、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性减小，电容Cf、CH1、CH2无充放电，电容电压vCf、vCH1、vCH2不变。
[0090] 4)模态2[t1-t2]：如图6(b)所示，功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，电感L1、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL3线性减小，电容Cf、CH1对电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电容电压vCf线性增大，电容电压vCH1线性减小，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH2线性增大。
[0091] 5)模态4[t3-t4]：如图6(c)所示，功率开关管S2、S4、S6导通，S1、S3、S5关断，S1、S3、S5的反并联二极管D1、D3、D5截止，电感L2对低压侧负载RL充电，电感电流iL2线性减小，电容Cf对电感L1充电，电感电流iL1线性增大，电容电压vCf线性减小，电容CH2对电感L3充电，电感电流iL3线性增大，电容电压vCH2线性减小，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH1线性增大。
[0092] 当变换器采用120°交错控制方式时，功率开关管的导通情况如图4所示，功率开关管S1和S4、S2和S5、S3和S6分别互补导通(未考虑死区时间)，且S1、S2和S3相位分别相差120°，S1、S2、S3占空比相同且大于2/3。
[0093] 在120°交错控制方式下，变换器工作在boost模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导
通的占空比，且2/3
[0094] 5)模态1，3，5[t0-t1，t2-t3，t4-t5]：如图7(a)所示，功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L2、L3充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性增大，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1、vCH2线性减小。
[0095] 6)模态2[t1-t2]：如图7(b)所示，功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，低压侧电源VL对电感L1、L3充电，电感电流iL1、iL3线性增大，电感L2对电容Cf、CH1充电，电感电流iL2线性减小，电容电压vCf线性减小，电容电压vCH1线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH2线性减小。
[0096] 7)模态4[t3-t4]：如图7(c)所示，功率开关管S1、S2、S6导通，S3、S4、S5关断，S3、S4、S5的反并联二极管D3、D4、D5截止，低压侧电源VL对电感L1、L2充电，电感电流iL1、iL2线性增大，电感L3对电容CH2充电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCH2线性增大，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1线性减小。
[0097] 8)模态6[t5-t6]：如图7(d)所示，功率开关管S2、S3、S4导通，S1、S5、S6关断，S1、S5、S6的反并联二极管D1、D5、D6截止，低压侧电源VL对电感L2、L3充电，电感电流iL2、iL3线性增大，电感L1对电容Cf充电，电感电流iL3线性减小，电容电压vCf线性增大，电容CH1、CH2共同对高压侧负载RH充电，电容电压vCH1、vCH2线性减小。
[0098] 在120°交错控制方式下，变换器工作在buck模式时，其电压转换比为：式中VH是高压侧直流电压，VL是低压侧直流电压，D是功率开关管S1、S3、S5导
通的占空比，且2/3
[0099] 5)模态1，3，5[t0-t1，t2-t3，t4-t5]：如图8(a)所示，功率开关管S1、S2、S3导通，S4、S5、S6关断，S4、S5、S6的反并联二极管D4、D5、D6截止，电感L1、L2、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL2、iL3线性减小，电容Cf、CH1、CH2无充放电，电容电压vCf、vCH1、vCH2不变。
[0100] 6)模态2[t1-t2]：如图8(b)所示，功率开关管S1、S3、S5导通，S2、S4、S6关断，S2、S4、S6的反并联二极管D2、D4、D6截止，电感L1、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL3线性减小，电容Cf、CH1对电感L2充电，电感电流iL2线性增大，电容电压vCf线性增大，电容电压vCH1线性减小，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH2线性增大。
[0101] 7)模态4[t3-t4]：如图8(c)所示，功率开关管S1、S2、S6导通，S3、S4、S5关断，S3、S4、S5的反并联二极管D3、D4、D5截止，电感L1、L2对低压侧负载RL充电，电感电流iL1、iL2线性减小，电容CH2对电感L3充电，电感电流iL3线性增大，电容电压vCH2线性减小，电容Cf无充放电，电容电压vCf不变，高压侧电源VH对电容CH1、CH2充电，电容电压vCH1线性增大。
[0102] 8)模态6[t5-t6]：如图8(d)所示功率开关管S2、S3、S4导通，S1、S5、S6关断，S1、S5、S6的反并联二极管D1、D5、D6截止，电感L2、L3对低压侧负载RL充电，电感电流iL2、iL3线性减小，电容Cf对电感L1充电，电感电流iL1线性增大，电容电压vCf线性减小，电容CH1、CH2无充放电，电容电压vCH1、vCH2不变。
[0103] 上述两种控制方法为优化控制方法，调整功率开关管的导通顺序和对功率开关管导通时刻的简单
相移所得到的控制方法仍在本发明保护之内。
[0104] 图9(a)-图9(c)和图10(a)-图10(c)是本发明所述变换器在180°交错控制方式下的仿真波形图。其中图9的(a)、(b)、(c)分别是变换器工作在boost模式时的各功率开关漏源间电压、输入
输出电压和各相电感电流波形；图10的(a)、(b)、(c)分别是变换器工作在buck模式时的各功率开关漏源间电压、输入输出电压和各相电感电流波形。120°交错控制方式与180°交错控制方式类似，在此不再赘述。
[0105] 仿真参数如下：电感L1、L2、L3分别为1.0mH、1.1mH、1.2mH，三个电感内阻均为0.05Ω，电容CL、Cf、CH1、CH2分别为1000μF、100μF、1000μF、1000μF，四个电容等效内阻均为0.05Ω，功率开关管S1和S4、S2和S5、S3和S6分别互补导通(未考虑死区时间)，且S1和S3同相位，S1和S2相位相差180°，S1、S2、S3占空比相同且等于0.7，开关
频率为50kHz。变换器工作在boost模式时，低压侧电源VL电压为20V，高压侧负载RH
电阻为500；变换器工作在buck模式时，低压侧负载RL电阻为5Ω，高压侧电源VH电压为200V。
[0106] 优选实施范例的分析及仿真表明，所述高增益双向三相DC-DC变换器相比普通双向三相DC-DC变换器具有三倍的电压转换比，且功率开关管具有更低的电压应力和电感电流自动均流的功能。
[0107] 以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何
修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。
