具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑及其控制方法
专利汇可以提供具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑及其控制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 公开了具有功率自平衡能 力 的电力 电子 变压器 拓扑及其控制方法，输入级每个H桥变换器的直流端口与两个双有源全桥变换器的一次侧直流端口连接，这两个双有源全桥变换器作为一组，其中第一个双有源全桥的二次侧直流端口的正极作为该组双有源全桥变换器的输出正极，第二个双有源全桥的二次侧直流端口的负极作为该组双有源全桥变换器的输出负极，第一个双有源全桥的二次侧直流端口的负极与第二个双有源全桥的二次侧直流端口的正极连接，作为该组双有源全桥变换器的输出 中性点 。该拓扑结构可以使电力电子变压器实现双极性低压直流输出与三相四线制低压交流输出。，下面是具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑及其控制方法专利的具体信息内容。
1.具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑，其特征在于，包括依次连接的输入级、隔离级和输出级；
所述输入级为三相串联H桥，每相包括N个串联的单相H桥变换器，N为正整数；
所述隔离级包括2N个双有源桥变换器，2N个双有源全桥变换器分成N组，每组两个双有源全桥变换器，同一组的双有源全桥变换器的一次侧直流输端口连接至同一个输入级的单相H桥变换器的直流端口；所述每组双有源全桥变换器中，第一个双有源全桥的二次侧直流端口的正极作为该组双有源全桥变换器的输出正极，第二个双有源全桥的二次侧直流端口的负极作为该组双有源全桥变换器的输出负极，第一个双有源全桥的二次侧直流端口的负极与第二个双有源全桥的二次侧直流端口的正极连接，作为该组双有源全桥变换器的输出中性点；所有的双有源全桥变换器组的输出正极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的正极；所有的双有源全桥变换器组的输出负极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的负极；所有的双有源全桥变换器组的输出中性点连接，作为电力电子变压器低压直流端口的中性点；低压直流端口的正极与中性点形成的端口为高侧低压直流端口，低压直流端口的负极与中性点形成的端口为低侧低压直流端口；
所述输出级为三相两电平变换器，三相两电平变换器的直流端口与所述电力电子变压器低压直流端口的正极和负极连接，三相两电平变换器的交流端口用于接负载。
2.根据权利要求1所述的具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述三相两电平变换器的交流端口连接有LC滤波器，所述LC滤波器的中点与电力电子变压器低压直流端口的中性点连接。
3.根据权利要求1所述的具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述输入级的每个单相H桥变换器的直流端接有变换器电容C1。
4.根据权利要求1所述的具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述双有源全桥变换器包括一次侧单相H桥变换器、高频变压器T和二次侧单相H桥变换器，所述一次侧单相H桥变换器的直流端口为双有源全桥的直流输入端，一次侧单相H桥的交流端口通过电抗器L1连接至高频变压器的一次侧线圈，高频变压器的二次侧线圈通过电抗器L2连接至二次侧单相H桥变换器的交流端口，二次侧单相H桥的直流端口为双有源全桥的直流输出端。
5.根据权利要求1所述的具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑，其特征在于，所述电力电子变压器低压直流端口的正极和低压直流端口的中性点之间连接有电容C21，电力电子变压器低压直流端口的负极和中性点之间连接有电容C22。
6.一种权利要求1所述的具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：采样输入级与高侧低压直流端口对应的所有单相H桥变换器的电容C1的电压采样输入级与低侧低压直流端口对应的所有单相H桥变换器的电容C1的电压求取所有 和 的平均值Vdc_MV；其中k代表相，k∈A,B,C，i代表第i
个单相H桥变换器，i∈1,2......N
步骤2：将所有电容C1的电压平均值Vdc_MV与设定的输入级直流指令电压 比较，通过PI调节器输出有功电流指令
步骤3：根据无功需求确定无功电流指令
步骤4：检测输入级的交流侧电流iA、iB、iC，并计算电流iA、iB、iC的有功分量id和无功分量iq；
步骤5：将各相的有功分量id与有功电流指令 比较，将各相的无功分量iq与无功电流指令 进行比较，通过PI调节器输出输入级在dq坐标系下的有功电压指令 与无功电压指令步骤6：将各相有功电压指令 与无功电压指令 分别通过坐标变换后得到输入级在静止坐标系下的总的指令电压
步骤7：采样高侧低压直流端口的电压Vdc_LV_up；
步骤8：将步骤7得到的高侧低压直流端口的电压Vdc_LV_up与设定的高侧低压直流指令电压 比较，通过PI调节器输出隔离级高侧各个双有源全桥变流器的平均相移指令步骤9：将步骤1检测的输入级各个单相H桥变流器的电容电压 与输入级变换器平均电容电压Vdc_MV比较，通过PI调节器输出各个单相H桥变流器对应的隔离级高侧双有源全桥变换器的相移调节量指令
步骤10：将步骤8得到的隔离级高侧各个双有源全桥变流器的平均相移指令 和步骤9得到的各个单相H桥变流器对应的隔离级高侧双有源全桥变换器的相移调节量指令求和，作为隔离级高侧双有源全桥变换器的指令；
步骤11：采样低侧低压直流端口的电压Vdc_LV_down；
步骤12：将步骤11得到的低侧低压直流端口的电压Vdc_LV_down与设定的低侧低压直流指令电压 比较，通过PI调节器输出隔离级低侧各个双有源全桥变换器的平均相移指令
步骤13：采样隔离级低侧双有源全桥变换器的输出电流 并求其平均值
步骤14：将步骤13得到的隔离级低侧双有源全桥变换器的输出电流 与其平均值 比较，通过PI调节器输出隔离级低侧各个双有源全桥变换器的相移调节量指令步骤15：将步骤12得到的隔离级低侧各个双有源全桥变换器的平均相移指令 与步骤14得到的隔离级低侧各个双有源全桥变换器的相移调节量指令 与求和，作为隔离级低侧双有源全桥变换器的指令。
具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑及其控制方法
技术领域
背景技术
质使用存在火灾和环境污染的潜在隐患。另外，它通常只能够实现电气隔离、电压等级变换
和功率双向传递等相对单一的功能，而无网侧电能质量调节、谐波传递隔绝、过载及故障保
护、负载电压调节等等功能。传统变压器的这些弱点使它无法满足一些诸如智能电网等新
应用场合的功能要求。在过去的几十年中，电力电子技术有了长足全面的快速发展，越来越
多的电力电子装置在电力系统中得到应用。在这个大背景下，针对传统变压器的上述弱点，
研究人员和工程师提出了电力电子变压器(Power Electronic Transformer)或者固态变
压器(Solid-State Transformer)加以解决。
来的电力电子变压器的低压级需要同时提供双极性直流端口与三相四线制交流端口。能够
实现这一功能的电力电子变压器拓扑结构在目前的文献中未被提及或讨论过。
发明内容
相H桥变换器的直流端口；每组双有源全桥变换器中，第一个双有源全桥的二次侧直流端口
的正极作为该组双有源全桥变换器的输出正极，第二个双有源全桥的二次侧直流端口的负
极作为该组双有源全桥变换器的输出负极，第一个双有源全桥的二次侧直流端口的负极与
第二个双有源全桥的二次侧直流端口的正极连接，作为该组双有源全桥变换器的输出中性
点；所有的双有源全桥变换器组的输出正极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的正
极；所有的双有源全桥变换器组的输出负极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的负
极；所有的双有源全桥变换器组的输出中性点连接，作为电力电子变压器低压直流端口的
中性点；低压直流端口的正极与中性点形成的端口为高侧低压直流端口，低压直流端口的
负极与中性点形成的端口为低侧低压直流端口。
相H桥的交流端口通过电抗器L1连接至高频变压器的一次侧线圈，高频变压器的二次侧线
圈通过电抗器L2连接至二次侧单相H桥变换器的交流端口，二次侧单相H桥的直流端口为双
有源全桥的直流输出端。
求取所有 和 的平均值Vdc_MV；其中k代表相，k∈A,B,C，i代表第i
个单相H桥变换器，i∈1,2......N
有源全桥变换器的相移调节量指令
令 求和，作为隔离级高侧双有源全桥变换器的指令；
移指令
量指令
和，作为隔离级低侧双有源全桥变换器的指令。
时省去了对电压平衡器的控制，控制上更为简化。
各变换器的功率平衡，不影响输入级侧的电能质量。
附图说明
具体实施方式
本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含
义是两个或两个以上。在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术
语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间
接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解
上述术语在本发明中的具体含义。
换器。
第一个双有源全桥变换器的二次侧直流端口的正极作为该组双有源全桥变换器的输出正
极，第二个双有源全桥变换器的二次侧直流端口的负极作为该组双有源全桥变换器的输出
负极；第一个双有源全桥的二次侧直流端口的负极与第二个双有源全桥的二次侧直流端口
的正极连接，作为该组双有源全桥变换器的输出中性点；所有的双有源全桥变换器组的输
出正极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的正极；所有的双有源全桥变换器组的输
出负极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的负极；所有的双有源全桥变换器组的输
出中性点连接，作为电力电子变压器低压直流端口的中性点。
中性点连接。该拓扑结构可以使电力电子变压器实现双极性低压直流输出与三相四线制低
压交流输出。
所选用的电力电子器件水平决定。在本实施例中，输入电压为10kV(线电压)，输入级星形连
接，选用耐压开关器件3.3kV/150A的IGBT并设定直流电压为2500V时，每相包括4个单相H桥
变换器串联，即2N＝4。输入级一共有12个单相H桥变换器。
换器电容C1；每相2N个单相H桥变换器的交流端口串联，并与一个电抗器G串联后与中压级
电网的一相连接，相与相之间的单相H桥变换器星型连接或三角形连接。
口高频变压器、两个电抗器L1以及电抗器L2组成。一次侧单相H桥变换器的直流端口为双有
源全桥的直流输入端，一次侧单相H桥的交流端口通过电抗器L1连接到高频变压器的一次
侧线圈，高频变压器的二次侧线圈通过电抗器L2连接到二次侧单相H桥变换器的交流端口，
二次侧单相H桥的直流端口为双有源全桥的直流输出端。
源全桥变换器的一次侧IGBT也采用3.3kV的IGBT，二次侧IGBT采用耐压等级650V的IGBT，高
频变压器的匝比为20:3。
源全桥变换器中，第一个双有源全桥的二次侧直流端口的正极作为该组双有源全桥变换器
的输出正极，第二个双有源全桥的二次侧直流端口的负极作为该组双有源全桥变换器的输
出负极，第一个双有源全桥的二次侧直流端口的负极与第二个双有源全桥的二次侧直流端
口的正极连接，作为该组双有源全桥变换器的输出中性点；所有的双有源全桥变换器组的
输出正极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的正极；所有的双有源全桥变换器组的
输出负极连接，作为电力电子变压器低压直流端口的负极；所有的双有源全桥变换器组的
输出中性点连接，作为电力电子变压器低压直流端口的中性点。低压直流端口的正极与中
性点形成的端口为高侧低压直流端口，低压直流端口的负极与中性点形成的端口为低侧低
压直流端口。
侧低压直流母线电压为375V(即正极电压为+375V)，低侧低压直流母线电压也为375V(即负
极电压为-375V)，低压直流端口正负极之间的总电压为750V。高侧低压直流母线和中性点
之间连接有电容C21，低侧低压直流母线和中性点之间连接有电容C22。
的正、负极连接，三相两电平逆变器的交流端口经LC滤波器向负载供电，LC滤波器包括滤波
电感L3和滤波电容C3。从总的低压直流母线的中性点引出中性线，与LC滤波器及负载的中
点连接，构成0.38kV三相四线制输出。
375V；图7为低压直流端口的输出电流(滤波后，只取直流分量)，正极为288.3A，功率108kW，
负极为-261.6A，功率98kW，功率差为10kW，符合仿真中的功率设置；图8为输入各变换器的
输出功率(滤波后，只取直流分量)，其中，其中，A1为输入级A相第一个变换器；A2为输入级A
相第二个变换器；A3为输入级A相第三个变换器；A4为输入级A相第四个变换器；B1为输入级
B相第一个变换器；B2为输入级B相第二个变换器；B3为输入级B相第三个变换器；B4为输入
级B相第四个变换器；C1为输入级C相第一个变换器；C2为输入级C相第二个变换器；C3为输
入级C相第三个变换器；C4为输入级C相第四个变换器；。所有的变换器输出功率均为
17.2kW，可见所提出的拓扑结构能够在低压直流端口正负极功率不平衡情况下令输入级的
各模块功率平衡；图9为输入级各变换器的直流电压波形，均稳定在2500V；图10为输入级的
输入电流，为三相正弦波形。仿真波形表明本发明所提出的拓扑能够实现10kV/±375V直流
与0.38kV交流的电能变换，同时在直流端口正负极功率不平衡下，输入级各变换器也能够
实现功率平衡。
压直流端口对应的所有单相H桥变换器的电容C1的电压 其中k代表相(k∈A,B,
C)，i代表第i个单相H桥变换器(i∈1,2......N)，求取所有 和 的平均值
Vdc_MV；
离级高侧各个双有源全桥变流器的平均相移指令
有源全桥变换器的相移调节量指令
令 求和，作为隔离级高侧双有源全桥变换器的指令；
出隔离级低侧各个双有源全桥变换器的平均相移指令
量指令
和，作为隔离级低侧双有源全桥变换器的指令。
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