技术领域
[0001] 本
发明涉及一种功率因数变换器，特别涉及一种对称充电泵高功率因数AC/DC变换器，属于电
力电子技术领域。
背景技术
[0002] AC/DC变换器应用广泛，但普通AC/DC变换器输入端通常采用
二极管整流滤波的方法，造成交流输入端谐波成分大、功率因数低下。为了克服这些缺点，行业内通常使用两级方案，并在第一级使用功率因数校正技术（Power Factor Correction, PFC），第二级为DC/DC变换器。两级方式虽然解决功率因数低下的问题，但级数增加会使得成本上升，功率元件增多，效率下降，可靠性也有所降低。
[0003] 与有源功率因数校正
电路相比，高频充电泵功率因数校正技术使用充电泵电容和高频交流源实现PFC，因而电路结构简单，成本低，不需要复杂的控制电路。
发明内容
[0004] 本发明的目的是提供一种对称充电泵高功率因数AC/DC变换器，采用对称结构的高频充电泵电路与半桥DC/DC变换器相结合，形成单级高功率因数半桥DC/DC变换器，减小半桥AC/DC变换器交流输入端谐波成分，提高功率因数，并具有低成本的特点。
[0005] 本发明的目的是这样实现的：一种对称充电泵高功率因数AC/DC变换器，包括输入交流电源（Vs）、输入端滤波电感（L1）、输入端滤波电容（C1）、工频
整流桥（D1-D4）以及对称充电泵高功率因数半桥变换器；所述对称充电泵高功率因数半桥变换器包括：第二电感（L2）、第二电容（C2）、第四电容（C4）、第五二极管（D5）、第七二极管（D7）、第三电感（L3）、第三电容（C3）、第五电容（C5）、第六二极管（D6）、第八二极管（D8）、第六电容（C6）、第一功率
开关管（M1）、第十三二极管（D13）、第二功率开关管（M2）、第十四二极管（D14）、第七电容（C7）、第八电容（C8）、
变压器（TL1）、高频整流桥（D9-D12）、第四电感（L4）、第九电容（C9）和负载（R）；
所述输入交流电源（Vs）经输入端滤波电感（L1）和输入端滤波电容（C1）滤除高频纹波后送入工频整流桥（D1-D4）整流成全波
波形，整流后的全波波形输入到对称充电泵高功率因数半桥变换器。
[0006] 作为本发明的进一步限定，所述输入端滤波电感（L1）的一端与交流电源（Vs）的正极相连，输入端滤波电感（L1）的另一端与输入端滤波电容（C1）、第一二极管（D1）
阳极、第二二极管（D2）
阴极相连；滤波电容（C1）的另一端与第三二极管（D3）阳极、第四二极管（D4）阴极、输入交流电源（Vs）负极相连。
[0007] 作为本发明的进一步限定，所述第二电感（L2）的一端与第一二极管（D1）阴极、第三二极管（D3）阴极相连，第二电感（L2）的另一端与第五二极管（D5）阳极、第七二极管（D7）阴极、第二电容（C2）的一端、第四电容（C4）的一端相连；第二电容（C2）的另一端与第三电容（C3）一端、第七二极管（D7）的阳极、第八二极管（D8）的阴极、第三电感（L3）一端相连；第三电容（C3）的另一端与第八二极管（D8）阳极、第二二极管（D2）阳极、第四二极管（D4）阳极、第六二极管（D6）阴极、第五电容（C5）一端相连；第四电容（C4）的另一端与第五二极管（D5）的阴极、第六电容（C6）一端、第七电容（C7）一端、第一功率开关管（M1）的漏极、第十三二极管（D13）的阴极相连；第六电容（C6）的另一端与第六二极管（D6）阳极、第十四二极管（D14）阳极、第五电容（C5）的另一端、第八电容（C8）的一端、第二功率开关管（M2）的源极相连；第三电感（L3）的另一端与第一功率开关管（M1）的源极、第二功率开关管（M2）的漏极、第十三二极管（D13）的阳极、第十四二极管（D14）阴极、变压器（TL1）的第②端相连；第七电容（C7）的另一端与第八电容（C8）的另一端、变压器T的第①端相连；变压器T的第③端与第九二极管（D9）阳极、第十二极管（D10）阴极相连；变压器T的④端与第十一二极管（D11）阳极、第十二二极管（D12）阴极相连；第四电感（L4）的一端与第九二极管（D9）阴极、第十一二极管（D11）阴极相连；第四电感（L4）的另一端与第九电容（C9）的一端、负载
电阻（R）的一端相连；第九电容（C9）的另一端与第十二极管（D10）阳极、第十二二极管（D12）阳极和负载电阻（R）的另一端相连。
[0008] 作为本发明的进一步限定，所述第十三二极管（D13）可为所述的第一功率开关管（M1）的反并二极管或
体二极管；所述第十四二极管（D14）可为所述的第二功率开关管（M2）的反并二极管或体二极管。
[0009] 作为本发明的进一步限定，第六电容（C6）为直流
母线电容，第六电容（C6）的电容量分别大于第二电容（C2）、第三电容（C3）、第四电容（C4）和第五电容（C5）。
[0010] 作为本发明的进一步限定，所述变换器采用脉冲
频率控制。
[0011] 作为本发明的进一步限定，所述输入端滤波电感（L1）、输入端滤波电容（C1）、工频整流桥（D1-D4）、第二电感（L2）、第二电容（C2）、第三电容（C3）、第四电容（C4）、第五电容（C5）、第六电容（C6）、第一功率开关管（M1）、第二功率开关管（M2），第五二极管（D5）、第六二极管（D6）、第七二极管（D7）、第八二极管（D8）、第十三二极管（D13）、第十四二极管（D14）构成对称充电泵高功率因数校正电路。
[0012] 作为本发明的进一步限定，所述第三电感（L3）与第二电容（C2）、第三电容（C3）构成对称充电泵高功率因数校正电路中的谐振支路，并且C2=C3；所述第四电容（C4）、第五电容（C5）构成对称充电泵高功率因数校正电路中的充电泵电容，并且C4=C5。
[0013] 作为本发明的进一步限定，所述第七二极管（D7）、第八二极管（D8）为功率因数校正电路中的箝位二极管。
[0014] 与
现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明通过在传统半桥DC/DC变换器中引入对称高频充电泵技术实现了高功率因数，减小了谐波干扰，可使设备的谐波及功率因数满足国家相关标准；由于采用对称充电泵结构，通过第二电感的纹波
电流的频率提高一倍，在保持电感值不变时，纹波电流会更小；由于对称高频
电荷泵电路不需要额外增加功率开关，而只使用体积小的高频电感与电容，使得整个装置不需要额外增加多少成本和体积；与两级电路方案相比，既保持较好的性能，又具有较高的经济与社会效益。本发明可用于工业、通信及
家用电器等领域的电子设备中需要直流供电的场合。
附图说明
[0015] 图1为本发明的总拓扑示意图。
[0016] 图2为本发明拓扑电路工作波形（仿真）示意图。
[0017] 图3为本发明拓扑模式t0之前的工作示意图。
[0018] 图4为本发明拓扑模式t0—t1工作示意图。
[0019] 图5为本发明拓扑模式t1—t2工作示意图。
[0020] 图6为本发明拓扑模式t2—t3工作示意图。
[0021] 图7为本发明拓扑模式t3—t4工作示意图。
[0022] 图8为本发明仿真结果。
具体实施方式
[0023] 为进一步阐述本发明的内容和特点，以下结合附图对本发明的具体实施方案进行具体说明。
[0024] 本发明的技术思路是：把对称型高频充电泵技术和半桥DC/DC变换器相结合，利用两个具有相同结构的充电泵电路构成对称型充电泵电路，半桥DC/DC变换器中功率开关也用于对称高频充电泵电路中，这样形成了对称充电泵AC/DC变换器。
[0025] 具体说明本发明如下：如图1所示，本发明包括：输入交流电源（Vs）、输入端滤波电感（L1）、输入端滤波电容（C1）、工频整流桥（D1-D4）、第二电感（L2）、第二电容（C2）、第四电容（C4）、第五二极管（D5）、第七二极管（D7）、第三电感（L3）、第三电容（C3）、第五电容（C5）、第六二极管（D6）、第八二极管（D8）、第六电容（C6）、第一功率开关管（M1）、第十三二极管（D13）、第二功率开关管（M2）、第十四二极管（D14）、第七电容（C7）、第八电容（C8）、变压器（TL1）、高频整流桥（D9-D12）、第四电感（L4）、第九电容（C9）和负载（R）构成的一种对称型充电泵AC/DC变换器。
[0026] 其主要技术原理：输入交流电源（Vs）依次连接输入端滤波电感（L1）、输入端滤波电容（C1）、工频整流桥（D1-D4）、第二电感（L2）、第二电容（C2）、第四电容（C4）、第五二极管（D5）、第七二极管（D7）、第三电感（L3）、第三电容（C3）、第五电容（C5）、第六二极管（D6）、第八二极管（D8）、第六电容（C6）、第一功率开关管（M1）、第十三二极管（D13）、第二功率开关管（M2）、第十四二极管（D14）、第七电容（C7）、第八电容（C8）、变压器（TL1）、高频整流桥（D9-D12）、第四电感（L4）、第九电容（C9）和负载（R）。输入交流电源（Vs）经输入端滤波电感（L1）和输入端滤波电容（C1）滤除高频纹波后送入工频整流桥（D1-D4）整流成全波波形，整流后的全波波形输入到由第二电感（L2）、第二电容（C2）、第四电容（C4）、第五二极管（D5）、第七二极管（D7）、第三电感（L3）、第三电容（C3）、第五电容（C5）、第六二极管（D6）、第八二极管（D8）、第六电容（C6）、第一功率开关管（M1）、第十三二极管（D13）、第二功率开关管（M2）、第十四二极管（D14）、第七电容（C7）、第八电容（C8）、变压器（TL1）、高频整流桥（D9-D12）、第四电感（L4）、第九电容（C9）和负载（R）组成的对称充电泵高功率因数半桥变换器。
[0027] 输入端滤波电感（L1）的一端与交流电源（Vs）的一端相连，输入端滤波电感（L1）的另一端与输入端滤波电容（C1）、第一二极管（D1）阳极、第二二极管（D2）阴极相连；滤波电容（C1）的另一端与第三二极管（D3）阳极、第四二极管（D4）阴极、输入交流电源（Vs）另一端相连。
[0028] 第二电感（L2）的一端与第一二极管（D1）阴极、第三二极管（D3）阴极相连，第二电感（L2）的另一端与第五二极管（D5）阳极、第七二极管（D7）阴极、第二电容（C2）的一端、第四电容（C4）的一端相连；第二电容（C2）的另一端与第三电容（C3）一端、第七二极管（D7）的阳极、第八二极管（D8）的阴极、第三电感（L3）一端相连；第三电容（C3）的另一端与第八二极管（D8）阳极、第二二极管（D2）阳极、第四二极管（D4）阳极、第六二极管（D6）阴极、第五电容（C5）一端相连；第四电容（C4）的另一端与第五二极管（D5）的阴极、第六电容（C6）一端、第七电容（C7）一端、第一功率开关管（M1）的漏极、第十三二极管（D13）的阴极相连；第六电容（C6）的另一端与第六二极管（D6）阳极、第十四二极管（D14）阳极、第五电容（C5）的另一端、第八电容（C8）的一端、第二功率开关管（M2）的源极相连；第三电感（L3）的另一端与第一功率开关管（M1）的源极、第二功率开关管（M2）的漏极、第十三二极管（D13）的阳极、第十四二极管（D14）阴极、变压器（TL1）的第②端相连；第七电容（C7）的另一端与第八电容（C8）的另一端、变压器T的第①端相连；变压器T的第③端与第九二极管（D9）阳极、第十二极管（D10）阴极相连；变压器T的④端与第十一二极管（D11）阳极、第十二二极管（D12）阴极相连；第四电感（L4）的一端与第九二极管（D9）阴极、第十一二极管（D11）阴极相连；第四电感（L4）的另一端与第九电容（C9）的一端、负载电阻（R）的一端相连；第九电容（C9）的另一端与第十二极管（D10）阳极、第十二二极管（D12）阳极和负载电阻（R）的另一端相连。
[0029] 第十三二极管（D13）可为的第一功率开关管（M1）的反并二极管或体二极管；的第十四二极管（D14）可为的第二功率开关管（M2）的反并二极管或体二极管。
[0030] 第六电容（C6）为
直流母线电容，并且C6>>C2，C6>>C3，C6>>C4，C6>>C5。
[0031] 输入端滤波电感（L1）、输入端滤波电容（C1）、工频整流桥（D1-D4）、第二电感（L2）、第二电容（C2）、第三电容（C3）、第四电容（C4）、第五电容（C5）、第六电容（C6）、第一功率开关管（M1）、第二功率开关管（M2），第五二极管（D5）、第六二极管（D6）、第七二极管（D7）、第八二极管（D8）、第十三二极管（D13）、第十四二极管（D14）构成对称充电泵高功率因数校正电路。
[0032] 第三电感（L3）与第二电容（C2）、第三电容（C3）构成对称充电泵功率因数校正电路中的谐振支路，并且C2=C3。
[0033] 第四电容（C4）、第五电容（C5）构成对称充电泵功率因数校正电路中的充电泵电容，并且C4=C5。
[0034] 第五二极管（D5）、第六二极管（D6）为功率因数校正电路中的谐振支路
能量转移到直流母线电容（C6）提供通道。
[0035] 第七二极管（D7）、第八二极管（D8）为功率因数校正电路中的箝位二极管。
[0036] 第二电感（L2）中流过的电流在每一开关周期内
跟踪输入
电压，实现功率因数校正。
[0037] 第一功率开关管（M1）、第二功率开关管（M2），第十三二极管（D13）、第十四二极管（D14）、第七电容（C7）、第八电容（C8）、变压器（TL1）、高频整流桥（D9-D12）、第四电感（L4）、第九电容（C9）和负载（R）实现半桥DC/DC变换，并且C7=C8。
[0038] 第一功率开关管（M1）、第二功率开关管（M2）开关频率高于由第三电感（L3）、第二电容（C2）、第三电容（C3）组成
谐振电路的谐振频率；变换器采用脉冲频率控制。
[0039] 下面以图1所示主电路结构和图2所示工作波形，结合图3至图7叙述本发明的具体工作原理，图2与图8为所述对称型充电泵AC/DC变换器的仿真结果。
[0040] 图3表示在t0之前的等效电路，M2、D6、D8导通，第三电感（L3）中电流IL3一方面流过M2、D6和D8，另一方面对C2充电；第二电感（L2）中电流IL2与流过C2中电流的差值电流对C4放电。
[0041] 图4表示在t0 --t1时段的等效电路，t0时刻，M2被关断，电流IL3通过D13、C6、D6、D8流通，电流IL3开始减小，D6、D8中电流也相应下降，C2仍处于充电状态，C4处于放电状态；由于D13导通，此时开通M1，M1可实现零电压零电流开通。当IL3中电流下降到零时，此阶段结束，同时，D6、D8中电流也先后降为零而关断。
[0042] 图5表示在t1–t2时段的等效电路，在t1时刻M1已导通,IL3中电流经M1反向流通，给C3、C5充电，使C3、C5上电压上升，由于C2仍处于充电状态，C2上电压上升到最大值。此阶段，C4仍处于放电状态，当C4两端电压下降到零时，此阶段结束。
[0043] 图6表示在t2–t3时段的等效电路，在t2时刻，C4两端电压放电到零使D5导通，电流IL3一方面通过D5、M1对C2放电，另一方面继续对C3、C5充电，使C3、C5上电压不断上升，而C2上电压不断下降，当C2上电压下降到零时，此阶段结束，此时C5上电压上升到最大值。
[0044] 图7表示在t3–t4时段的等效电路，当C2两端电压下降到零后，D7开始导通，电流IL3一方面通过D7、D5和M1流通，另一方面对C3充电。由于第二电感（L2）中电流和C3中电流的差值电流对C5放电，使C5两端电压下降，当M1被关断时，此阶段结束。
[0045] 在t0之前，由于M2导通，后级半桥电路中D9、D12导通，而在t0- t4之间，由于M1或D13导通，半桥电路中D10、D11导通，经过二极管全桥整流和L4、C9滤波后，输出到负载上所要求的直流电压。
[0046] 由于电路的对称性，后半周期工作情况与前半周期类似，不在赘述。
[0047] 从图8展示的仿真结果可以看到，交流输入端电流与交流输入电压同
相位，输入电流正弦性较好，达到了输入端功率因数接近与1的
水平，输出直流电压稳定在设计值上。
[0048] 本发明并不局限于上述
实施例，在本发明公开的技术方案的
基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和
变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。
