技术领域
[0001] 本
发明属于交流变换器控制技术领域，具体涉及一种用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法。
背景技术
[0002] 在经济飞速发展的今天，用电负荷日趋复杂化和多样化，电
力电子设备中的一些强非线性器件、工业生产以及交通运输中大型负荷的启动/关断、三相电负荷分配
不平衡等，都会造成电力系统中谐波含量的增加。此外，随着分布式
可再生能源的大量接入
电网，也对
电能质量带来不小的挑战。为了获得期望的交流电或者提升用电质量，常运用交流-交流变换
电路进行电能变换。
[0003] 双极性交流-交流变换器(Bipolar-Type AC-AC Converter，BT-AC)为直接式AC-AC变换器，其电路结构与调制策略较为简单，而且
输出电压范围广，不存在直流环节。除此之外，与传统的AC-AC变换器拓扑相比，还具有易于实现安全换流、输出
电流不断续、可控
自由度高等优点，适用于各类交流-交流变换场合。
[0004] BT-AC变换器的传统调制方式中，假设变换器的输入电压为理想
正弦波，而忽略了源侧存在谐波的情况。此种调制方式虽然具有控制简单的优点，但变换器工作于此种调制方式下
输入侧电压中的谐波会引起变换器的输出中也含有相应
频率的谐波，严重影响负载侧的用电质量。
发明内容
[0005] 本发明的目的是提供一种用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，控制系统简单可靠，谐波抑制效果显著。
[0006] 本发明所采用的技术方案是，一种用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，具体按照以下步骤实施：
[0007] 步骤1、通过电压采集电路对BT-AC变换器的输入电压进行
采样，获得输入电压的瞬时值Vin(t)；
[0008] 步骤2、将步骤1中的输入电压的瞬时值Vin(t)，输入FIR数字
滤波器，滤除各次谐波，得到输入电压中的基波电压瞬时值V1(t)；
[0009] 步骤3、采用如下公式计算Vd1(t)：
[0010] Vd1(t)＝Vin(t)-V1(t) (1)
[0011] 步骤4、采用如下公式计算Vd2(t)：
[0012]
[0013] 步骤5、采用如下公式计算Vd3(t)：
[0014] Vd3(t)＝PVd2(t) (3)
[0015] 式中，P为BT-AC变换器的原有占空比P；
[0016] 步骤6、计算时变的占空比C(t)，用C(t)代替变换器的原有占空比P参与控制；时变的占空比C(t)计算公式如下：
[0017] C(t)＝P-Vd3(t) (4)。
[0018] 本发明的特点还在于：
[0019] 步骤5、步骤6中BT-AC变换器的拓扑结构为：
[0020] 输入滤波电容一端与单相交流输入的正极连接，另一端与单相交流输入的负极连接；H桥的每个桥臂由4个全控型功率
开关管、1个箝位电容构组成；正、负极性桥臂的一端与单相交流电源的正极连接，另一端与负极连接；正、负极性桥臂对地各有一个输出端口，这两个输出端口构成二端输出端口，且正、负极性桥臂对地电压分别为Va和Vb。
[0021] 正极性桥臂的全控型功率开关管由上到下依次为S2、S1、S1c、S2c；S2的发射极与单相交流电源的正极连接，集
电极与S1的集电极连接；S1的发射极与S1c的集电极连接，S1c的发射极与S2c的发射极连接；S2c的集电极与单相交流电源的负极连接；箝位电容C1一端与S1的集电极相连，另一端与S1c的发射极相连；正极性桥臂的输出端A由开关管S1的发射极与S1c的集电极之间引出。
[0022] 负极性桥臂的全控型功率开关管由上到下依次为S2p、S1p、S1cp、S2cp；S2p的发射极与单相交流电源的正极连接，集电极与S1p的集电极连接；S1p的发射极与S1cp的集电极连接；S1cp的发射极与S2cp的发射极连接；S2cp的集电极与单相交流电源的负极连接；箝位电容C2箝位在开关管S1p的集电极与S1cp的发射极之间，负极性桥臂的输出端B由开关管S1p的发射极与S1cp的集电极之间引出。
[0023] BT-AC变换器的输入端与单相交流电源连接，变换器从电源获得50Hz正弦交流电能Vin，经过BT-AC变换器变换，然后将电能送到由Lf和Cf构成的LC
低通滤波器的输入端，经过滤波后得到50Hz正弦交流电，给负载R供电。
[0024] 本发明的有益效果是：
[0025] (1)本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，解决了交流变换器在传统控制下无法应对输入电压畸变的问题，实现了对
输出侧各次谐波的有效抑制，显著提升了负载端的电能质量；
[0026] (2)用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，针对恒定占空比控制的缺点，引入了时变的谐波优化函数，用以构成可以应对输入电压畸变的
算法；相较于现有的交流变换器谐波抑制方法，该方法无需进行傅里叶分解，也无需应用
锁相环，大大降低了计算和控制系统的复杂性，提升了应对突发畸变的响应速度；除此之外控制系统中不含反馈量，整套系统在开环条件下运行，保证了系统的
稳定性；
[0027] (3)用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，运用的FIR
数字滤波器不仅没有反馈回路，运行稳定，还可保证准确的线性
相位，
精度高，实现了对数字
信号的高性能滤波，用以代替
模拟滤波器还可有效的减小设备的体积和成本。
附图说明
[0028] 图1是本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法的流程
框图；
[0029] 图2是本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法中BT-AC变换器的主电路拓扑图；
[0030] 图3是本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法中变换器的输入电压
波形图；
[0031] 图4是本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法中变换器的输入电压
频谱图；
[0032] 图5是本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法中变换器的输出电压波形图；
[0033] 图6是本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法中变换器的输出电压频谱图。
具体实施方式
[0034] 下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
[0035] 如图1所示，本发明一种用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，具体按照以下步骤实施：
[0036] 步骤1、通过电压采集电路对BT-AC变换器的输入电压进行采样，获得输入电压的瞬时值Vin(t)；
[0037] 步骤2、将步骤1中的输入电压的瞬时值Vin(t)，输入FIR数字滤波器，滤除各次谐波，得到输入电压中的基波电压瞬时值V1(t)；
[0038] 步骤3、采用如下公式计算Vd1(t)：
[0039] Vd1(t)＝Vin(t)-V1(t) (1)
[0040] 步骤4、采用如下公式计算Vd2(t)：
[0041]
[0042] 步骤5、采用如下公式计算Vd3(t)：
[0043] Vd3(t)＝PVd2(t) (3)
[0044] 式中，P为BT-AC变换器的原有占空比P；
[0045] 步骤6、计算时变的占空比C(t)，用C(t)代替变换器的原有占空比P参与控制；时变的占空比C(t)计算公式如下：
[0046] C(t)＝P-Vd3(t) (4)。
[0047] 如图2所示，BT-AC变换器变换器的拓扑结构为：
[0048] 输入滤波电容一端与单相交流输入的正极连接，另一端与单相交流输入的负极连接；H桥的每个桥臂由4个全控型功率开关管、1个箝位电容构组成；正、负极性桥臂的一端与单相交流电源的正极连接，另一端与负极连接；正、负极性桥臂对地各有一个输出端口，这两个输出端口构成二端输出端口，且正、负极性桥臂对地电压分别为Va和Vb。
[0049] 正极性桥臂的全控型功率开关管由上到下依次为S2、S1、S1c、S2c；S2的发射极与单相交流电源的正极连接，集电极与S1的集电极连接；S1的发射极与S1c的集电极连接，S1c的发射极与S2c的发射极连接；S2c的集电极与单相交流电源的负极连接；箝位电容C1一端与S1的集电极相连，另一端与S1c的发射极相连；正极性桥臂的输出端A由开关管S1的发射极与S1c的集电极之间引出。
[0050] 负极性桥臂的全控型功率开关管由上到下依次为S2p、S1p、S1cp、S2cp；S2p的发射极与单相交流电源的正极连接，集电极与S1p的集电极连接；S1p的发射极与S1cp的集电极连接；S1cp的发射极与S2cp的发射极连接；S2cp的集电极与单相交流电源的负极连接；箝位电容C2箝位在开关管S1p的集电极与S1cp的发射极之间，负极性桥臂的输出端B由开关管S1p的发射极与S1cp的集电极之间引出。
[0051] BT-AC变换器的输入端与单相交流电源连接，变换器从电源获得50Hz正弦交流电能Vin，经过BT-AC变换器变换，然后将电能送到由Lf和Cf构成的LC低通滤波器的输入端，经过滤波后得到50Hz正弦交流电，给负载R供电。
[0052] 一、通过仿真对本发明的正确性和可行性进行验证
[0053] 采用的仿真
软件为PSIM；如图2所示，为BT-AC变换器的拓扑结构，具体参数设置为：滤波电感Lf＝500uH，滤波电容Cf＝20uF，吸收电容C1＝20uF，吸收电容C2＝20uF，输入电容Cin＝40uF，IGBT的开关频率为20KHz，Vin为输入电压，设置其含有基波和3、5、7、9次谐波，负载为R为12Ω
电阻；仿真结果如图3、图4、图5、图6所示。
[0054] 图3为带有谐波的输入电压波形图；图4为带有谐波的输入电压频谱图；图3波形图中横轴为时间，单位为秒(s)，纵轴为电压幅值，单位为伏特(v)。从图3可以看出输入电压已经发生严重畸变。图4频谱图中横轴为频率，单位为(Hz)，纵轴为电压幅值，单位为伏特(v)。从图4可以看出输入电压中存在3、5、7、9次谐波且幅值较大；
[0055] 图5为变换器采用谐波优化控制方法下的输出电压波形图；图6为变换器采用谐波优化控制方法下的输出电压频谱图；图5波形图中横轴为时间，单位为秒(s)，纵轴为电压幅值，单位为伏特(v)。从图5中可以看出输出电压波形已经得到了很好的优化。图6频谱图中横轴为频率，单位为(Hz)，纵轴为电压幅值，单位为伏特(v)。从图6中可以看出输出电压中各次谐波的幅值几乎为零。通过对比图3和图5，图4和图6，可见采用谐波优化方法后负载端的低次谐波得到了很好的抑制，且电能质量提升效果突出。
[0056] 本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法的优点是：
[0057] (1)本发明用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，解决了交流变换器在传统控制下无法应对输入电压畸变的问题，实现了对输出侧各次谐波的有效抑制，显著提升了负载端的电能质量；
[0058] (2)用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，针对恒定占空比控制的缺点，引入了时变的谐波优化函数，用以构成可以应对输入电压畸变的算法；相较于现有的交流变换器谐波抑制方法，该方法无需进行傅里叶分解，也无需应用
锁相环，大大降低了计算和控制系统的复杂性，提升了应对突发畸变的响应速度；除此之外控制系统中不含反馈量，整套系统在开环条件下运行，保证了系统的稳定性；
[0059] (3)用于BT-AC变换器的谐波抑制控制方法，运用的FIR数字滤波器不仅没有反馈回路，运行稳定，还可保证准确的线性相位，精度高，实现了对
数字信号的高性能滤波，用以代替模拟滤波器还可有效的减小设备的体积和成本。
