技术领域
[0001] 本
发明涉及单相
电能变换领域，具体涉及一种新型单相混合三电平整流器。
背景技术
[0002] 如今整流可谓无处不在，各个功率级别都会用到整流器，因此对整流器的研究和改进非常有必要。目前最常用的整流方法也有很多，例如不可控
二极管全桥整流、PWM整流、同步整流等等，而对于不控整流有个比较严重的问题就是输入端
电流谐波含量十分丰富，而这对
电网的危害是非常大的。PWM整流就很好德改善了这一缺点，它谐波含量低、功率因数高。随着整流技术的发展，又提出了多电平的思路，这又极大地降低了功率
开关管所承受的
电压应
力，同时电流中谐波的含量也降低了、电压中的纹波含量少。
[0003] 近年来，随着整流器在工业中的应用越来越广泛，那么对于提高整流器的效率、功率
密度、可靠性、功率因数、输入端电流谐波的问题研究就变得刻不容缓了。
发明内容
[0004] 为了改善整流器效率低、功率密度低、可靠性低、功率因数低、输入端电流谐波含量高的缺点。本发明提出了一种新型单相混合三电平整流器，与传统的单相整流器相比可大大提高
电路的转换效率，应用范围广，并且采用三电平结构可大大降低功率开关管的电压
应力，可节约大量的物力财力。
[0005] 本发明采取的技术方案为：
[0006] 一种新型单相混合三电平整流器，包括单相不可控二极管
整流桥、
滤波器、VIENNA变型整流桥，所述单相不可控二极管整流桥包括二极管D3、D4、D4、D5、D6连接构成的整流部分，整流部分连接电感L1一端、电感L2一端，电感L1另一端连接二极管D7
阳极、开关管SFa漏极，电感L2另一端连接开关管SFa源极、二极管D8
阴极，二极管D7阴极、二极管D8阳极分别与负载RL两端。
[0007] 所述滤波器包括滤波电感L，滤波电感L
串联在交流电源和VIENNA变型整流桥之间；
[0008] 所述VIENNA变型整流桥包括二极管D1、D2、电容Cp、Cn、两个反向串联的Mos管S1、S2，二极管D1阳极连接二极管D2阴极，二极管D1、D2连接点与交流电源相连，二极管D1、D2连接点连接两个反向串联的Mos管S1、S2一端，两个反向串联的Mos管S1、S2另一端分别连接电容Cp一端、电容Cn一端，电容Cp另一端、电容Cn另一端分别连接负载RL两端。
[0009] 一种新型单相混合三电平整流器控制系统，包括电压电流
采样电路、
信号调理电路、控制电路；
[0010] 所述电压采样电路，用于测量负载RL两端电压，电压采样电路连接电压反馈误差
放大器；
[0011] 所述电流采样电路，用于测量单相不可控二极管整流桥输入端电流、VIENNA变型整流桥输入端电流；
[0012] 所述信号调理电路，包括两套单周期控制的电路，分别连接电压采样电路、电流采样电路，电压/电流采样采回来的信号，通过信号调理电路，输出PWM波，控制Mos管的开通与关断；
[0013] 所述控制电路包括依次连接的误差放大器、积分复位器、比较器、SR触发器。
[0014] 本发明一种新型单相混合三电平整流器，具有以下的优点：
[0015] 1、由于本发明采用单周期控制
算法进行控制，实现了良好的控制效果，需要的输入量少，具有更快的响应速度、快速精准的负载调整、抗干扰能力强、控制规律简单、容易实现等优点，可以实现网侧电流正弦化、单位功率因数、直流侧电压恒定。
[0016] 2、本发明能够快速地进行电流
跟踪、很强的鲁棒性、
输出电压稳定、转换效率高、功率密度高、可靠性高、电流谐波含量低和功率因数高。
[0017] 3、采用单相混合三电平整流器结构，再加上采用单周期控制的算法，控制方法简单，结构简单，只需要采集输出电压和输入电流。使得系统具有很强的鲁棒性、高功率密度、高功率因数、输出电压稳定、系统可靠性高。通过本发明，与传统的单相整流器相比可大大提高电路的转换效率，应用范围广，并且采用三电平结构可大大降低功率开关管的电压应力，可节约大量的物力财力。
附图说明
[0018] 图1为本发明新型单向混合单相整流器的电路拓扑结构
框图。
[0019] 图2为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥开关模式一流向图。
[0020] 图3为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥开关模式二流向图。
[0021] 图4为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥开关模式三流向图。
[0022] 图5为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥开关模式四流向图。
[0023] 图6为本发明新型单向混合单相整流器整流器的控制电路原理图。
[0024] 图7为本发明单周期控制PFC序列图。
[0025] 图8(1)为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥的第一种变化结构图。
[0026] 图8(2)为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥的第二种变化结构图。
[0027] 图8(3)为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥的第三种变化结构图。
[0028] 图8(4)为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥的第四种变化结构图。
[0029] 图8(5)为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥的第五种变化结构图。
[0030] 图8(6)为本发明新型单向混合单相整流器VIENNA整流桥的第六种变化结构图。
[0031] 图9为本发明新型单向混合单相整流器整流器一的输入电压电流
波形图。
[0032] 图10为本发明新型单向混合单相整流器整流器二的输入电压电流波形图。
[0033] 图11为本发明新型单向混合单相整流器总的输入电压电流波形图。
[0034] 图12为本发明新型单向混合单相整流器整流器二开关管两端电压波形图。
[0035] 图13为本发明新型单向混合单相整流器负载两端电压波形图。
[0036] 图14为本发明新型单向混合单相整流器当输出控制电压变化时负载两端电压波形图。
[0037] 图15为本发明新型单向混合单相整流器当负载功率变化时负载两端电压波形图。
具体实施方式
[0038] 一种新型单相混合三电平整流器，包括单相不可控二极管整流桥、滤波器、VIENNA变型整流桥，所述单相不可控二极管整流桥包括二极管D3、D4、D4、D5、D6连接构成的整流部分，整流部分连接电感L1一端、电感L2一端，电感L1另一端连接二极管D7阳极、开关管SFa漏极，电感L2另一端连接开关管SFa源极、二极管D8阴极，二极管D7阴极、二极管D8阳极分别与负载RL两端。
[0039] 所述滤波器包括滤波电感L，滤波电感L串联在交流电源和VIENNA变型整流桥之间；
[0040] 所述VIENNA变型整流桥包括二极管D1、D2、电容Cp、Cn、两个反向串联的Mos管S1、S2，二极管D1阳极连接二极管D2阴极，二极管D1、D2连接点与交流电源相连，二极管D1、D2连接点连接两个反向串联的Mos管S1、S2一端，两个反向串联的Mos管S1、S2另一端分别连接电容Cp一端、电容Cn一端，电容Cp另一端、电容Cn另一端分别连接负载RL两端。
[0041] 本发明提出的一种新型单向混合单相整流器，主要包括两个整流桥，其中一个为不控整流，另一个为VIENNA整流，两者可实现功率按比例分配。
[0042] 为更好地理解本发明内容，以下结合图1的结构框图对本发明的具体实施方式进行详细说明。
[0043] 如图1所示，该电路为混合整流电路，由两个整流器并联使用。在普通的不控整流桥后接一个boost电路，其主要作用为让两个整流器电压匹配并对单相不可控二极管整流桥进行功率因数校准，这里采用的控制策略为单周期控制的方法。另一个为VIENNA变型整流桥，其由两个二极管和两个Mos管组成。图1中，vin为交流电源的输出电压，iin为交流电源的输出电流，i1为流入整流器二的电流，i2为流入整流器一的电流，vo为
电阻负载两端的电压，vm为输出电压的误差信号。
[0044] 对于VIENNA变型整流桥，在市电正负半周，它有四种开关模式。
[0045] 开关模式一，其如图2所示。此时为市电的正半周，开关管S1导通，电流经过电感L，开关管S1，最后经过S2的
体二极管流回。此过程电感L储能，负载由电容CpCn供电。
[0046] 开关模式二，其如图3所示。此时为市电的正半周，开关管S1S2均不导通，电流经过电感L，二极管D1，最后经过电容Cp流回。此过程市电和电感L同时给负载供电，电容Cp充电。
[0047] 开关模式三，其如图4所示。此时为市电的负半周，开关管S2导通，电流经过开关管S2，S1的体二极管，最后经过电感L流回。此过程电感L储能，负载由电容CpCn供电。
[0048] 开关模式四，其如图5所示。此时为市电的负半周，开关管S1S2均不导通，电流经过电容Cp，二极管D2，最后经过电感L流回。此过程市电和电感L同时给负载供电，电容Cn充电。
[0049] 图6所示为整流器的控制电路原理图。控制方法采用单周期控制，其主要由四部分组成，首先为一个误差放大器，紧接着经过一个积分复位器，然后为比较器，其输出送至SR触发器。
[0050] 所述单周期控制，其主要控制过程如下：在稳态下，输出电压vo为恒定值，通过电压反馈网络得到与vo成正比的误差信号vm；经快速积分器得到vint，同时将vm和vint送入减法器，得到电流控制基准信号Vc＝Vm-Vint；每个开个周期伊始，由时钟将触发器触发，开关管导通，电感储能，电感电流上升，将它与Vc一起送入比较器，当i＝Vc时，比较器翻转，触发器复位，开关管光断，电感电流下降，同时积分器复位，当下一个
时钟信号到来时，开关管重新导通，开始下一个周期的调制。
[0051] 结合图7的单周期控制PFC控制序列图，可以更清楚地对单周期的控制过程进行理解。可以看出当开关管导通时，电流逐渐上升，而调制电压减去积分器输出的电压得到的值逐渐减小，但两者相等时，触发器翻转，积分器清零，开关管关闭电流又开始下降等待下一个周期的到来。
[0052] 结合图1，系统的仿真参数为：交流电源
频率为50Hz，有效值位220V，输出直流电压vo为700V，电阻负载为50Ω，滤波电感为6mH，滤波电容Cp＝Cn＝2200μF，升压电感为6mH，开关频率为12KHz。
[0053] 系统的工作过程是：输出电压采样送入误差放大器，得到误差信号，这里也可以增加一个电压PI
控制器，使得直流侧电压能快速收敛并稳定在期望值附近。经过比较器比较后，然后经过触发器产生
门控信号，驱动Mos管的开通和关断，使得电流按正弦规率变化并与输入电压同
相位。这里两个整流器由两个独立的门控信号控制，整流器二的两个Mos管由同一个信号控制。两个整流器经过单周期控制后，其输入电流都正弦化，最终是的网侧输入电流i正弦化。这里还可以通过改变输入电流所乘的系数可以实现两个整流器的功率分配。
[0054] 图9～图15为本发明在Simulink中仿真得到的。首先图9～图11，此三个波形分别为整流器一、二以及交流电源的输入电压电流波形，可以看出不管是哪个波形其正弦化程度都很高，且功率因数高，电压电流几乎同相位。
[0055] 图12为整流器二开关管两端电压波形图，可以看出其电压正负交替，且几乎对称，三电平效果好，两电容电压基本平衡。所述三电平是输出端电位有 三种。
[0056] 图13为整流器稳定时输出电压波形，其近似一条直线，几乎等于设定输出电压值，可见
稳定性好。
[0057] 图14为当在0.2s时电压设定值从700跳变到740时的输出电压波形，在0.06s后电压基本稳定了。
[0058] 而图15为当负载加重一倍然后又恢复时的输出电压波形，可以看出其不管是加重还是减轻均能在四个周期内达到稳定。从这两幅图可以看出本发明的稳定性好，具有很强的鲁棒性。
[0059] 本发明
专利的保护范围不只是局限与上面介绍的结构，本发明还提出了其它五种变结构还有任何可轻易想到的变化或替换均处在本发明的保护范围内，并且此类拓扑还可推广到三相整流器中。具体结构如图8所示。可以看出此六种结构其最基本的原理都是形成一个双向流通的通道，通过改变二极管和开关管的排布来实现。至于其流通顺序以及开关管开通关断，基本和如上分析类似，此处不再做具体分析。
