技术领域
[0001] 本
申请涉及
开关功率变换器，更具体地涉及使用同步整流的开关功率变换器。
背景技术
[0002] 移动
电子设备(例如，智能手机和
平板电脑)的爆炸性增长使得在本领域中对紧凑且高效的开关功率变换器的需求不断增长，这样用户可以为这些设备充电。反激式开关功率变换器通常配有移动设备，这是因为其
变压器提供与家用交流功率的安全隔离。反激式变换器通常在变压器的次级(负载)侧包括整流
二极管，但这种
整流二极管的能效不高。因此，已经开发了同步整流技术，其使用诸如
场效应晶体管(FET)器件(例如，金属
氧化物
半导体场效应晶体管(MOSFET)器件)的主动控制开关替代整流二极管，以通过利用其功耗较低的优点来提高工作效率。
[0003] 具有同步整流的常规的反激式变换器通常包括基于同步整流器开关
端子两端的
电压来控制同步整流器(SR)开关的同步整流器(SR)
控制器。当该电压降低到功率开关的循环关断之后的导通时间
阈值以下时，SR控制器接通SR开关从而将电
力传送到负载。在该电力传送期间，SR开关两端的电压逐渐上升到导通时间阈值电压以上，直到其越过关断时间阈值电压。当次级绕组
电流已经斜降到零时，该关断时间阈值电压对应于在变压器复位时间时SR开关两端的电压。
[0004] SR开关的导通和关断状态的定时对于减少损耗来说至关重要。但是对导通时间和关断时间阈值电压的控制是有问题的，这是因为由于寄生效应而使SR开关两端的电压在接通和断开时间存在谐振振荡。当在功率开关的循环关断之后接通SR开关时，这种谐振振铃可能导致开关电压超过关断时间阈值电压，这样即使次级绕组电流仍然相对较强(其在变压器复位时间之前仍然较好)，SR控制器也会不期望地断开SR开关。为了防止SR开关的这种不期望的过早的循环关断，SR控制器通常对于在SR开关的循环导通之后监测关断时间阈值电压，施加最小导通时间周期。在此最小导通时间期间，控制器不响应超过关断时间阈值电压的SR开关电压。
[0005] 在SR开关的循环关断之后有类似的最小关断时间周期，以防止SR控制器响应SR开关电压的谐振振荡，该谐振振荡导致SR开关电压降至接通时间阈值电压以下。但是与在SR开关导通时产生的谐振振荡相反，在SR开关关断时间处产生的谐振振荡明显的更稳健(robust)且持久。通过考虑图1所示的初级侧功率开关S1的通电周期110和通电周期120的
波形可以更好地理解，SR开关电压的这种稳健的关断时间振荡使得对最小关断时间周期的适当持续时间的设置复杂化。在这个例子中，SR整流器开关(S2)两端的电压是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的漏极-源极(VD-S)电压。在时间t0，功率开关S1在通电周期110中断开。响应于在时间t0功率开关S1的循环关断，SR开关的漏极-源极电压下降到导通时间阈值电压以下。SR开关因此被接通，同时启动
定时器(S2定时器最小TON)以对最小导通时间周期进行计时。产生的漏极-源极电压的谐振振荡相对较小并且快速衰减，使得最小导通时间周期的持续时间可能相对较短并在时间t3终止。
[0006] 响应于在时间t0的sR开关的循环导通，次级绕组电流为高电平脉冲并开始斜降直到其在变压器复位时间(时间t1)达到零。同时，SR开关的漏极-源极电压上升到关断时间阈值电压(S2关断阈值)以上，以使SR开关断开，并且最小关断时间定时器(S2定时器最小TOFF)开始对最小关断时间周期进行计时。与SR开关的导通时间产生的阻尼相比，在时间t1之后产生的SR开关漏极-源极电压的谐振振荡更加明显并且衰减较慢。对于通电周期110，最小关断时间周期具有在时间t4终止的适当持续时间，以使得漏极-源极电压的谐振振荡在最小关断时间周期终止之后不与导通时间阈值电压相交。
[0007] 但是对于功率开关S1的随后的通电周期120，在SR开关关断时间之后的谐振振荡更为明显。因此，通电周期120具有相对较长的振铃周期，而通电周期110具有相对较短的振铃周期。由于这种更明显的谐振，在通电周期120中的最小关断时间周期结束之后，SR开关的漏极-源极电压在时间122与导通时间阈值电压相交。因此，尽管没有功率脉冲需要传送，SR控制器仍然使SR开关循环的导通。结果是，次级绕组电流在时间122之后的最小导通时间周期期间具有少许负值。在该不期望的最小导通时间周期结束时或恰在其之后，SR开关的漏极-源极电压再次超过关断时间阈值电压，这样sR开关在另一个最小关断时间周期循环的关断。SR开关的漏极-源极电压的随后的谐振振荡再次使其超过导通时间阈值电压，这样SR开关在时间124再次循环的导通。在次级绕组上感应出另一个负电流，直到电流最小导通时间周期终止，因此SR开关的漏极-源极电压再次超过关断时间阈值电压，这样sR开关在另一个最小关断时间周期内被打开。
[0008] 由于多种原因，在变压器复位时间之后产生的SR开关的循环导通和关断是不希望的。例如，在次级绕组上激发的负电流浪费电力。更重要的是，当功率开关S1循环导通时，SR开关可以循环导通，这是一个严重的问题。因此，设置最小关断时间周期的
现有技术是有问题的，这是因为不能将其设置得太短或发生这种不期望的SR开关的循环，但是不能将其设置得太长，这是因为最小关断时间周期将会干扰下一个功率开关S1循环。
[0009] 因此，本领域需要一种改进的用于开关功率变换器的同步整流器控制技术。
发明内容
[0010] 为了解决现有技术中对于改进的同步整流控制技术的需要，开关功率变换器设置有SR控制器，该SR控制器被配置为监测在SR开关关断时间之后的SR开关晶体管的漏极-源极电压的谐振振荡以确定谐振振荡的周期。然后将SR开关晶体管的最小关断时间周期设置为谐振振荡的周期。在一些
实施例中，最小关断时间周期可以包括小的附加量，例如，谐振振荡周期的一些分数。通过这种方式，防止了漏极电压的谐振振荡导致在功率开关晶体管的周期之后SR控制器反复的使SR开关晶体管循环的导通和关断。
[0011] 关于该控制，期望SR控制器在变压器复位时间之后，在最小关断时间周期中保持关断SR开关晶体管。但是由于SR开关电压的谐振振荡的可变性，传统的SR控制器无法优化SR开关晶体管的最小关断时间。如果针对在相对较小的谐振振荡期间的操作而优化最小关断时间周期，则传统的SR控制器随后将会遭受在更稳健的谐振振荡的周期期间过早地导通SR开关晶体管的情况。相反，如果针对相对稳健的谐振振荡期间的操作而优化最小关断时间周期，则传统的SR控制器将会遭受在功率开关晶体管的随后的周期不能使SR开关晶体管适当地周期性工作的可能性。最小关断时间周期与谐振振荡的周期的适应可以解决这些问题。例如，在较不稳健的谐振振荡的周期期间，缩短谐振振荡周期。因此，本文公开的SR控制器通过相应地缩短最小关断时间周期来适应该相对短的谐振振荡周期。相反，随着谐振振荡变得更稳健，谐振振荡周期增加。因此，本文公开的SR控制器通过增加最小关断时间周期来适应该相对长的谐振振荡周期。通过这种方式，解决了上述有关常规SR控制的问题。
[0012] 通过考虑以下的详细描述，可以更好地理解这些有利的特征。
附图说明
[0013] 图1示出了具有常规的同步整流器控制的反激式变换器的波形。
[0014] 图2是根据本公开的方面的被配置为用于自适应同步整流器控制的反激式变换器的示意图。
[0015] 图3示出了根据本公开的方面的具有自适应同步整流器控制的反激式变换器的波形。
[0016] 图4是根据本公开的方面的示例性的操作方法的
流程图。
[0017] 通过参考下面的详细描述，可以最好地理解本发明的实施例及其优点。应当理解，相同的附图标记用于标识在一个或多个附图中示出的相似元件。
具体实施方式
[0018] 提供了考虑到用于同步整流的最小关断时间定时器的自适应设置的系统、设备和方法。
[0019] 图2示出了被配置为用于自适应同步整流器控制的示例性的反激式变换器200的示意图。在各种实施例中，反激式变换器200包括初级侧(例如，功率级210)和次级侧(例如，次级输出级220)。功率级210可以包括功率开关晶体管(S1)、被配置为控制功率开关晶体管的导通状态和截止状态的初级控制器(U1)、和变压器T1的初级绕组Np。初级控制器通过控制功率开关晶体管的导通和截止状态来保持对反激式变换器200的输出调节。次级输出级220可以包括SR开关晶体管(S2)、被配置为控制SR开关晶体管的导通状态和截止状态的SR控制器(U2)、变压器T1的次级绕组Ns、和用于存储提供给由输出电流(I_OUT)驱动的负载的
输出电压(V_OUT)的输出电容器C1。功率开关晶体管和SR开关晶体管各自可以是场效应晶体管(FET)器件(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)器件)、
双极结型晶体管(BJT)器件或其他合适的开关。
[0020] 如本文进一步讨论的，SR控制器测量SR开关晶体管的漏极电压的谐振振荡的周期。基于该测量，SR控制器将SR开关晶体管的最小关断时间调整为至少与谐振振荡的周期一样长。SR控制器可以使用各种各样的
电路来测量谐振振荡的周期。接下来的讨论将涉及SR控制器包括比较器的实施例，该比较器将SR开关晶体管的漏极电压与输出电压进行比较以测量谐振振荡周期。然而，应当理解，在替代实施例中，该比较器可以替代的将漏极电压与固定电压阈值进行比较。或者，SR控制器可以包括峰值检测器电路，其确定漏极电压振荡的峰值电压之间的时间以测量谐振振荡周期。
[0021] 在一些实施例中，SR控制器包括电压
传感器222，最小关断时定时器224、控制
逻辑电路226和比较器(COM1)。电压传感器222可以被配置为监测SR开关电压，例如，在SR开关MOSFET实施例中，该SR开关电压为SR开关晶体管的漏极-源极电压。最小关断时间定时器224可以包括模拟或数字电路。控制逻辑电路226可以包括
逻辑门或
微控制器，其被配置为响应于SR开关电压(如电压传感器222感测到的电压)下降到低于(例如，下降边沿)导通时间阈值电压而使SR开关晶体管至少在最小导通时间周期开启。注意，在替代实施例中，SR开关晶体管的导通时间触发不是阈值触发的。控制逻辑电路226可以被配置为响应于感测电压(例如，上升边沿)超过关断时间阈值电压而使SR开关晶体管至少在最小关断时间周期内关闭。然而，在替代实施例中，可能期望延迟启动最小关断时间周期。例如，SR控制器可以包括另一个比较器(未示出)，其将SR开关晶体管的漏极电压与大于关断时间阈值电压的阈值电压进行比较。通过这种方式，SR控制器可以防止SR开关晶体管过早关闭的故障状态，以使次级电流未达到零。在该实例中，与响应于正消失的次级电流而断开SR开关晶体管的默认状态相比，该谐振振荡将从SR开关关断时间延迟。
[0022] 再次参考比较器，控制逻辑电路226还可以被配置为根据比较器的输出确定SR开关晶体管的漏极电压的谐振振荡的半周期。比较器在其正(+)输入端接收SR开关晶体管的漏极电压，并在其负(-)输入端接收输出电压。因此当漏极电压超过输出电压时，比较器的输出将具有高摆幅，并在输出电压超过漏极电压时接地。例如，控制逻辑电路226可以被配置为通过对从SR开关关断时间之后的比较器输出
信号的第一下降边沿到比较器
输出信号的随后的上升边沿的计时来测量半周期。或者，可以对比较器输出信号从上升边沿到下降边沿进行计时。类似地，可以通过从上升边沿到随后的上升边沿(或从下降边沿到随后的下降边沿)的计时来测量完整的谐振振荡周期。如果该测量是从一个边缘类型到另一个边缘类型，则控制逻辑电路226可以随后仅将测量的半周期加倍来获得谐振周期，并且将定时器224的最小关断时间设置为至少与谐振周期一样长。定时器224和控制逻辑电路226都可以包括响应于系统时钟或
振荡器输出(未示出)而计数以对它们各自的周期进行计时的计数器(其可以是相同的计数器)。
[0023] 可以周期性地重复对谐振周期的测量，以便适应谐振振荡周期中的任何变化。响应于谐振振荡周期的这种变化(例如，漏极-源极(VD-s)波形的振铃)，控制逻辑电路226可以自适应地调整最小关断时间周期以根据需要增加或减少最小关断时间周期。可以将最小关断时间周期的增加限制为不超过最大可允许的关断时间周期，以使得SR控制器可以响应于随后的功率开关周期中循环的关断功率开关晶体管而准备好接通SR开关晶体管。在其他实施例中，电压传感器222、定时器224和控制逻辑电路226可以使用
硬件、
软件和/或
固件组件的组合来实现。
[0024] 当功率开关晶体管处于导通状态时，输入电压V_IN将初级电流驱动到变压器T的初级绕组Np。根据变压器T1的输入电压V_IN和励磁电感，初级电流从零安培(Amps)斜升到峰值电流值，因此初级控制器关闭功率开关晶体管以完成通电周期。
[0025] SR控制器被配置为在功率开关晶体管被循环关断之后接通SR开关晶体管，以通过输出电压和电流将存储在变压器T1中的磁能传递到负载。使通过次级绕组Ns脉冲的次级电流变高，并随后开始向零斜降。例如，SR控制器可以响应于SR开关电压下降到低于导通时间阈值电压(例如，大约-400mV)而开启SR开关晶体管。如常规的那样，当变压器T1中存储的
能量在变压器复位时间被耗尽时，SR控制器将断开SR开关晶体管。当次级电流达到零安培时，出现变压器复位点(T1复位)，在该复位点，SR控制器关闭SR开关晶体管。例如，SR控制器可以响应于SR开关电压超过关断时间阈值电压(例如，0V)而关闭SR开关。
[0026] 在变压器复位时间之后并且在功率开关晶体管S1的随后的循环之前，SR控制器应该使SR开关晶体管保持关断。但是如前所述，在SR开关晶体管关断时间之后并且持续经过最小关断时间周期的SR开关电压的谐振振荡可能导致SR开关电压与导通时间阈值电压相交，以至于随后开启SR开关晶体管。由于SR开关晶体管的这种错误的循环导通是在功率开关晶体管的循环导通之前进行的，所以在最小导通定时器周期期满之后，关断时间阈值电压将被迅速违反。但是响应于对谐振振荡周期的测量的最小关断时间周期的适应防止SR开关晶体管的这种不期望的循环。考虑到图3所示的波形，可以更好地理解这种对错误的SR开关循环的有利防止。
[0027] 请注意，SR开关晶体管的源极电压对应于SR控制器的接地。因此，本文将提及SR开关电压视为与漏极电压或与漏极-源极电压(VDS)等同。在功率开关晶体管循环导通之前，SR开关晶体管的漏极电压等于输出电压(如图3中所
指定的Vout电压电平)。因此，当功率开关晶体管导通时，漏极电压将会是高电平脉冲。在时间T0，在循环关断功率开关晶体管之后，漏极电压下降到导通时间阈值电压(S2导通阈值)以下。该阈值在时间T0处与漏极电压相交导致SR控制器接通SR开关晶体管(S2
控制信号为高电平脉冲)。一旦已经将所有的能量传送到次级输出级220并且次级电流达到零安培，VDS波形将超过关断时间阈值电压(S2关断阈值)，使得SR开关晶体管在时间T1循环关断(S2控制信号被放电到地面)。
[0028] 由于当最初关闭SR开关晶体管时，VDS波形上的振铃周期依赖于寄生效应和变压器T1参数而变化，所以难以将最小关断持续时间设置为预设值。期望SR控制器将最小关断持续时间设置得足够长，以使得VDS波形上的振铃的第一负摆幅(第一下降边沿)在最小关断时间周期期间发生。通过这种方式，即使VDS波形的负摆幅低于导通时间阈值电压，SR控制器也不会响应该谐振振荡。在图1中的通电周期110中示出了这种相交的示例，其中第一负摆幅确实与S2导通阈值相交，但是它发生在最小关断持续时间(图1中所示的T4最小Toff)的边界内。但是在根据如图1所讨论的通电周期120中，振铃周期比最小关断持续时间更长，其中，第一摆幅在时间122与S2导通阈值相交，并且可能会通过该振铃误触发SR控制器以开启SR开关晶体管。相反，如果将最小关断持续时间的太长，则可能会阻塞随后的功率开关周期的SR开关晶体管的适当开启。
[0029] 通过检测谐振振荡周期并相应地设置或调整最小关断持续时间来解决该问题。为了检测振铃周期，比较器对SR开关晶体管两端的电压(VDS波形)和系统输出电压(Vout)进行比较，并相应地驱动其输出信号(COM1)。当SR开关晶体管两端的电压与系统输出电压相同时，例如，当VDS波形降到Vout电压电平以下(例如在时间322)时，可以将比较器输出信号COM1切换到逻辑0(在时间T1的SR开关晶体管关断时间之后的比较器输出信号COM1的第一下降边沿)。但是当VDs波形随后超过Vout电压电平时(例如，在时间324)，可以将比较器输出信号COM1切换到逻辑一(比较器输出信号COM1的第一个下降边沿之后的上升边沿)。在一个实施例中，在关闭SR开关晶体管之后(在图3中的时间T1 S2关断)，测量比较器输出信号COM1在时间322的第一个下降边沿与其在时间324的随后的上升边沿之间的时间。该时间是振铃时间周期Tringing的一半。该测量结果可以加倍以获得谐振振荡周期Tringing。如图3所示，在振铃时间周期之上添加额外的延迟Tadd(例如，小于或等于Tringing的10％的时间量)可用于设置用于随后的通电周期的最小关断持续时间：最小Toff＝Tringing+Tadd。由于已经根据前一次通电周期的振铃的周期自适应地设定最小关断持续时间并且由控制逻辑电路226和最小关断定时器224使最小关断时间成为可能，所以在关闭SR开关晶体管之后VDS的第一负摆幅不触发S2导通阈值，却发生在自适应设定的最小关断持续时间的边界处，因此，直到在通电周期310之后开始的下一个通电周期，VDS波形都不触发导通时间阈值电压(S2导通阈值)，因此表示适当的同步整流器控制。
[0030] 现在将参考图4所示的流程图来讨论操作的方法400。方法400开始于动作405，测量在第一功率开关晶体管周期期间反激式变换器中的同步整流器开关晶体管的同步整流器开关电压的谐振振荡的周期。如根据图3所讨论的对谐振周期(Tringing)的测量是动作405的示例。另外，方法400包括动作410，调整同步整流器开关晶体管的最小关断时间周期以提供经调整的大于谐振振荡的周期的最小关断时间周期。如根据图3所讨论的，将最小关断时间周期调整为大于Tringing是动作410的示例。
[0031] 方法400还包括动作415，在第一功率开关晶体管周期之后的第二功率开关晶体管周期期间，接通同步整流器开关晶体管。如根据图3所讨论的，在时间T0接通SR开关晶体管是动作415的示例。最后，方法400包括动作420，断开同步整流器开关晶体管并且至少在第二功率开关晶体管周期期间的调整的最小关断时间周期保持同步整流器开关晶体管关断。如根据图3所讨论的，在时间T1断开SR开关晶体管并且至少在调整的最小关断时间周期保持SR开关晶体管关断是动作420的示例。
[0032] 在不脱离本发明的范围的情况下，本领域技术人员将通过现在理解的并且根据具体的应用，可以对本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法作出许多
修改、替换和变化。鉴于此，因为本文所示出和描述的特定实施例仅仅是一些示例的方式，所以本公开的范围不应限于本文所示出和描述的特定实施例的范围，而应该与以下所附的
权利要求书及其功能等同物完全相符。
