用于主开关切换转换的零电压开关式逆变器
阅读：583发布：2020-05-08
专利汇可以提供用于主开关切换转换的零电压开关式逆变器专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且通过检测次级绕组的正 电流 冲程作为同步 整流器 关断触发器，一种 反激变换器 配置强迫式 零 电压 开关 (ZVS)时间控制。在开关周期快结束时，接通同步整流器开关，或者延长接通时间，在次级绕组电流上形成电流波纹。反激变换器的控制 电路 检测次级绕组电流上的正电流冲程，以断开同步整流器，启动下一个开关周期。此时，初级开关上的电压放电，初级开关在零漏极至源极电压下接通。在其他 实施例 中，通过初级开关耦合电容器或者通过初级绕组耦合电容器，或者两者兼具，实现初级开关的断开瞬变下的零电压开关。，下面是用于主开关切换转换的零电压开关式逆变器专利的具体信息内容。
1.一种反激变换器，包括：
一个变压器，具有接收输入电压的初级绕组以及提供输出电压的次级绕组；
一个初级开关，耦合到初级绕组；
一个同步整流器，耦合到次级绕组；
一个输出电容器，跨过次级绕组耦合；
一个控制器，耦合产生控制信号，驱动初级开关和同步整流器；以及
一个第一电容器，跨过初级开关耦合，
一个正电流检测电路，传感次级绕组中流动的次级电流，根据检测到具有非零正电流值的次级电流，产生检测信号，
其中控制器产生控制信号，在一个开关周期内，交替接通和断开初级开关与同步整流器，并且其中根据跨过初级开关耦合的第一电容器，在初级开关的零级电压下，断开初级开关，以及控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零电流值的次级电流，使同步整流器接通第二接通时间，正电流检测电路在第二接通时间内传感次级电流，根据检测到具有非零正电流值的次级电流，产生检测信号，并且根据检测信号，在开关周期内断开同步整流器。
2.权利要求1所述的反激变换器，其中控制器在非连续传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，根据检测达到零级电流值的次级电流，断开同步整流器，控制器继续监控输出电压，根据等于或小于参考电压的输出电压，控制器产生控制信号，在开关周期内使同步整流器接通第二接通时间。
3.权利要求1所述的反激变换器，其中控制器在临界传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零级电流值的次级电流，将同步整流器的接通时间延长第二接通时间。
4.权利要求1所述的反激变换器，其中根据初级开关的断开时间的截止，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期，初级开关在开关的零电压下接通。
5.权利要求1所述的反激变换器，其中根据同步整流器接通第二接通时间，控制器传感初级电流，根据超过阈值的初级电流，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期。
6.权利要求1所述的反激变换器，还包括：
第二电容器，跨过变压器的初级绕组耦合，其中根据跨过初级绕组耦合的次级电容器，初级开关在跨过初级开关的零级电压下断开。
7.权利要求1所述的反激变换器，其中控制器产生控制信号，使初级开关接通一段固定的接通时间。
8.一种反激变换器，包括：
一个变压器，具有接收输入电压的初级绕组以及提供输出电压的次级绕组；
一个初级开关，耦合到初级绕组；
一个同步整流器，耦合到次级绕组；
一个输出电容器，跨过次级绕组耦合；
一个控制器，耦合产生控制信号，驱动初级开关和同步整流器；以及
一个第一电容器，跨过初级开关耦合，
一个正电流检测电路，传感次级绕组中流动的次级电流，根据检测到具有非零正电流值的次级电流，产生检测信号，
其中控制器产生控制信号，在一个开关周期内，交替接通和断开初级开关与同步整流器，并且其中根据跨过初级开关耦合的第一电容器，在初级开关的零电压下，接通和断开初级开关；以及控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零电流值的次级电流，使同步整流器接通第二接通时间，正电流检测电路在第二接通时间内传感次级电流，根据检测到具有非零正电流值的次级电流，产生检测信号，并且根据检测信号，在开关周期内断开同步整流器。
9.权利要求8所述的反激变换器，其中控制器在非连续传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，根据检测达到零级电流值的次级电流，断开同步整流器，控制器继续监控输出电压，根据等于或小于参考电压的输出电压，控制器产生控制信号，在开关周期内使同步整流器接通第二接通时间。
10.权利要求8所述的反激变换器，其中控制器在临界传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零级电流值的次级电流，将同步整流器的接通时间延长到第二接通时间。
11.权利要求8所述的反激变换器，其中根据初级开关的断开时间的截止时间，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期，初级开关在开关的零电压下接通。
12.权利要求8所述的反激变换器，其中根据同步整流器接通第二接通时间，控制器传感初级电流，根据超过阈值的初级电流，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期。
13.权利要求8所述的反激变换器，还包括：
第二电容器，跨过变压器的初级绕组耦合，其中根据跨过初级绕组耦合的次级电容器，初级开关在跨过初级开关的零电压下断开。
14.权利要求8所述的反激变换器，其中控制器产生控制信号，使初级开关接通一段固定的接通时间。
用于主开关切换转换的零电压开关式逆变器
技术领域
背景技术
[0002] 反激变换器是一种绝缘式功率转换器，常用于输入和一个或多个输出之间的电流绝缘的交流至直流和直流至直流之间的转换。更确切地说，反激变换器是一个带有电感分裂的升压-降压变换器，构成一个变压器，使得电压比例与绝缘的额外优势相乘。同步整流通常用于代替二极管整流器，以提高效率。图1表示使用同步整流的反激变换器的一个示例。如图1所示，反激变换器的典型结构包括一个初级开关(SW)，耦合到变压器Lm的初级变压器绕组，以及一个同步整流器开关(SR)，耦合到变压器Lm的次级变压器绕组。通过初级绕组和初级开关，提供输入电压VIN。控制电压VGS控制初级开关接通和断开，传导初级电流Ipri。初级开关和同步整流器在运行中作为补充，一个开关接通，同时另一个开关断开。初级开关SW和同步整流器SR的传导周期不重叠。次级端的电流流动称为次级电流Isec，为输出电容器C3充电，提供输出电压Vo。在一些情况下，可以在次级端配置有源箝位，当初级开关SW断开时，嵌制初级开关SW的漏极端处的电压。
[0003] 图2表示在恒定频率、连续传导模式(CF CCM)下，运行图1所示的反激变换器的示例信号波形。图3表示在恒定频率、不连续传导模式(CF DCM)下，图1所示的反激变换器的示例信号波形。图1所示的反激变换器、图2和图3所示的工作模式在以下论文中进行了详细介绍：M.T.Zhang,M.M.Jovanovic和F.C.Lee反激变换器中同步整流的设计考虑和性能评估应用电力电子会议及展览会，1997，APEC’97会议论文集1997，pp.623-630卷2。简而言之，当在CCM运行模式下工作时，在下一个开关周期启动(初级开关SW接通)之前，次级电流Isec没有达到零电流值，如图2所示。另一方面，当在DCM运行模式下工作时，在下一个开关周期启动之前，次级电流Isec达到零电流值，如图3所示。
[0004] 当开关转换发生在电源开关的非零电压时，反激变换器会发生功率损失。在反激变换器中配置零电压开关(ZVS)，在零电压下完成开关，以获得高效率。提出了不同的配置零电压开关的技术。例如，Zhang论文中提出了在图1所示的反激变换器中可以配置变频(VF)ZVS DCM操作模式。图4复制了Zhang论文中的图5，并且表示在VF ZVS DCM工作模式下，图1所示的反激变换器运行的示例信号波形。确切地说，在初级开关获得ZVS，要延长同步整流器(SR)的传导周期，或将同步整流器的断开时间延迟一段时间Tdelay，一直到次级电流Isec已经达到零电流值之后。利用延长的接通时间Tdelay，使得在次级变压器绕组上建立负次级电流，如图4中的电流IZVS所示。只要负次级电流IZVS在励磁电感Lm中存储的能量，足够使初级开关寄生电容(如图1中的C1所示)放电至零电压，就可以在反激变换器中实现ZVS。然而，利用延长的SR传导时间，反激变换器的开关频率作为负载调制的函数可变。不需要变频操作，尤其是当避免电磁干扰(EMI)分布很重要时。
发明内容
[0005] 本发明公开了一种反激变换器，包括：一个变压器，具有接收输入电压的初级绕组以及提供输出电压的次级绕组；一个初级开关，耦合到初级绕组；一个同步整流器，耦合到次级绕组；一个输出电容器，跨过次级绕组耦合；一个控制器，耦合产生控制信号，驱动初级开关和同步整流器；以及一个第一电容器，跨过初级开关耦合，其中控制器产生控制信号，在一个开关周期内，交替接通和断开初级开关与同步整流器，并且其中根据跨过初级开关耦合的第一电容器，在初级开关的零级电压下，断开初级开关。
[0006] 其中，还包括配置一个正电流检测电路，传感次级绕组中流动的次级电流，根据检测到具有正电流值的次级电流，产生检测信号，其中控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零电流值的次级电流，使同步整流器接通第二接通时间，正电流检测电路在第二接通时间内传感次级电流，根据检测到具有正电流值的次级电流，产生检测信号，并且根据检测信号，在开关周期内断开同步整流器。
[0007] 其中，控制器在非连续传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，根据检测达到零级电流值的次级电流，断开同步整流器，控制器继续监控输出电压，根据等于或小于参考电压的输出电压，控制器产生控制信号，在开关周期内使同步整流器接通第二接通时间。
[0008] 其中，控制器在临界传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零级电流值的次级电流，将同步整流器的接通时间延长第二接通时间。
[0009] 其中，根据初级开关的断开时间的截止，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期，初级开关在开关的零电压下接通。
[0010] 其中，根据同步整流器接通第二接通时间，控制器传感初级电流，根据超过阈值的初级电流，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期。
[0011] 其中，还包括第二电容器，跨过变压器的初级绕组耦合，其中根据跨过初级绕组耦合的次级电容器，初级开关在跨过初级开关的零级电压下断开。
[0012] 其中，控制器产生控制信号，使初级开关接通一段固定的接通时间。
[0013] 本发明还公开了一种反激变换器，包括：一个变压器，具有接收输入电压的初级绕组以及提供输出电压的次级绕组；一个初级开关，耦合到初级绕组；一个同步整流器，耦合到次级绕组；一个输出电容器，跨过次级绕组耦合；一个控制器，耦合产生控制信号，驱动初级开关和同步整流器；以及一个第一电容器，跨过初级开关耦合，其中控制器产生控制信号，在一个开关周期内，交替接通和断开初级开关与同步整流器，并且其中根据跨过初级开关耦合的第一电容器，在初级开关的零电压下，接通和断开初级开关。
[0014] 其中，还包括配置一个正电流检测电路，传感次级绕组中流动的次级电流，根据检测到具有正电流值的次级电流，产生检测信号，其中控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零电流值的次级电流，使同步整流器接通第二接通时间，正电流检测电路在第二接通时间内传感次级电流，根据检测到具有正电流值的次级电流，产生检测信号，并且根据检测信号，在开关周期内断开同步整流器。
[0015] 其中，控制器在非连续传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，根据检测达到零级电流值的次级电流，断开同步整流器，控制器继续监控输出电压，根据等于或小于参考电压的输出电压，控制器产生控制信号，在开关周期内使同步整流器接通第二接通时间。
[0016] 其中，控制器在临界传导模式下运行反激变换器，控制器产生控制信号，在开关周期内，根据检测达到零级电流值的次级电流，将同步整流器的接通时间延长到第二接通时间。
[0017] 其中，根据初级开关的断开时间的截止时间，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期，初级开关在开关的零电压下接通。
[0018] 其中，根据同步整流器接通第二接通时间，控制器传感初级电流，根据超过阈值的初级电流，通过重新接通初级开关，启动下一个开关周期。
[0019] 其中，还包括第二电容器，跨过变压器的初级绕组耦合，其中根据跨过初级绕组耦合的次级电容器，初级开关在跨过初级开关的零电压下断开。
[0021] 以下的详细说明及附图提出了本发明的各个实施例。
[0022] 图1表示使用同步整流的反激变换器的一个示例。
[0023] 图2表示图1所示的反激变换器在固频、连续传导模式下(CF CCM)，运行的示例信号波形。
[0024] 图3表示图1所示的反激变换器在固频、非连续传导模式下(CF CCM)，运行的示例信号波形。
[0025] 图4复制了Zhang论文中的图5，表示图1所示的反激变换器在VF ZVS DCM运行模式下的示例信号波形。
[0026] 图5表示在本发明的实施例中，反激变换器配置强迫式零电压开关(ZVS)时序控制的示意图。
[0027] 图6表示在一些示例中，强迫式ZVS运行模式通常运行情况的时序图。
[0028] 图7表示在本发明的实施例中，强迫式ZVS时序控制中运行的反激变换器信号波形的时序图，带有正电流同步整流关断触发器。
[0029] 图8(a)至8(c)表示在本发明的可选实施例中，用于初级开关，配有强迫式零电压开关(ZVS)时序控制的反激变换器的示意图。
[0030] 图9表示在本发明的实施例中，用于初级开关断开瞬变，配有零电压开关(ZVS)的反激变换器的示意图。
[0031] 图10表示在本发明的实施例中，带有正电流同步整流关断触发器的强迫式ZVS时序控制方法的流程图。
[0032] 图11表示在本发明的一个可选实施例中，带有正电流同步整流关断触发器的强迫式ZVS时序控制方法的流程图。
[0033] 图12表示在本发明的一个可选实施例中，带有正电流同步整流关断触发器的强迫式ZVS时序控制方法的流程图。
具体实施方式
[0034] 本发明可以以各种方式实现，包括作为一个工艺；一种装置；一个系统；和/或一种物质合成物。在本说明书中，这些实现方式或本发明可能采用的任意一种其他方式，都可以称为技术。一般来说，可以在本发明的范围内变换所述工艺步骤的顺序。
[0035] 本发明的一个或多个实施例的详细说明以及附图解释了本发明的原理。虽然，本发明与这些实施例一起提出，但是本发明的范围并不局限于任何实施例。本发明的范围仅由权利要求书限定，本发明包含多种可选方案、修正以及等效方案。在以下说明中，所提出的各种具体细节用于全面理解本发明。这些细节用于解释说明，无需这些详细细节中的部分细节或全部细节，依据权利要求书，就可以实现本发明。为了简便，本发明相关技术领域中众所周知的技术材料并没有详细说明，以免对本发明产生不必要的混淆。
[0036] 根据本发明的实施例，通过检测二次绕组电流的正电流冲程，作为同步整流关断触发器，反激变换器配置强迫式零电压开关(ZVS)时序控制。反激变换器可以在非连续传导模式(DCM)或临界传导模式(CRI)下运行。在DCM模式下，已经根据负载规则断开的同步整流器开关，在开关周期快结束时再次接通，在二次绕组电流上产生电流波纹。在CRI模式下，同步整流器开关的接通时间延长到二次绕组电流零交叉，在二次绕组电流上产生电流波纹。二次绕组电流上的电流波纹包括负电流冲程和正电流冲程。反激变换器的控制电流探测二次绕组电流波纹上的正电流冲程作为一个触发器，断开同步整流器，启动下一个开关周期。
在此时，初级开关上的电压已经放电，初级开关在零漏极至源极电压下就能接通，从而避免了开关损耗。
在此时，初级开关上的电压已经放电，初级开关在零漏极至源极电压下就能接通，从而避免了开关损耗。
[0037] 本发明所述的强迫式ZVS反激变换器与传统的运行体系相比，具有多种优势。确切地说，利用正次级绕组电流作为同步整流关断触发器，反激变换器可以在固定频率或固频非连续传导模式(CF DCM)下运行，消除了EMI需考虑的问题。在一个示例中，可以调制符合负载规则的同步整流器的接通时间，同时开关频率保持恒定。另外，通过确保初级开关在零电压下进行切换，反激变换器实现了效率的提高。
[0038] 图5表示在本发明的实施例中，配有强迫式零电压开关(ZVS)时序控制的反激变换器的示意图。参见图5，反激变换器10包括一个初级开关Q1(SW)，耦合到变压器TR的初级变压器绕组上，以及一个同步整流器开关Q2(SR)耦合到变压器RT的次级变压器绕组上。输入电压VIN跨过初级绕组和初级开关耦合，在输入电压节点12和接地节点18之间。输入去耦电容器Cin可以耦合到输入电压节点12上。初级开关由控制电压VGS1控制接通和断开，以传导初级电流Ipri，在初级变压器绕组中流动。同步整流器开关由控制电压VGS2接通和断开，以传导次级电流Isec，在次级变压器绕组中流动。在本说明中，“初级电流”一词是指变压器TR的初级变压器绕组中流动的电流，“次级电流”和“次级绕组电流”都用于指代次级变压器绕组中流动的电流。输出电容器COUT跨过次级绕组和同步整流器耦合，也就是说在输出节点16和接地节点18之间。在输出节点16处产生输出电压VOUT，驱动负载20。在一些实施例中，有源箝位电路25可以位于初级端，当初级开关Q1断开时，箝位初级开关Q1漏极端(节点14)处的电压。
[0039] 在本发明的实施例中，初级开关Q1和同步整流器Q2都是电源开关，通常是MOSFET器件。在本实施例中，初级开关Q1和同步整流器Q2都使用NMOS晶体管制成。初级开关Q1的NMOS晶体管具有一个耦合到变压器(节点14)上的漏极端，一个耦合到地(节点18)的源极端以及一个由控制电压VGS1驱动的栅极端。作为NMOS晶体管，初级开关Q1还具有相关的寄生电容Coss1，跨过晶体管的漏极和源极端。初级开关Q1的NMOS晶体管还具有寄生体二极管D1，跨过晶体管的漏极和源极端。在本说明中，寄生电容Coss1和体二极管D1表示为跨过NMOS开关Q1虚线连接，以说明电容Coss1不是一个附加的电容器元件，耦合到NMOS晶体管上，而是一个寄生电容，作为NMOS晶体管结构的一部分，体二极管D1仅仅是一个寄生二极管，而不是一个附加二极管元件。在次级端，同步整流器开关Q2的NMOS晶体管具有一个耦合到变压器(节点15)上的漏极端、一个耦合到地(节点18)的源极端以及一个由控制电压VGS2驱动的栅极端。作为一个NMOS晶体管，同步整流器开关Q2具有相关的寄生电容Coss2和寄生体二极管D2，都跨过晶体管的漏极和源极端。再次，寄生电容Coss2和体二极管D2表示为跨过NMOS开关Q1虚线连接，以说明电容Coss1和二极管D2都是耦合到NMOS晶体管上的元件，而不是作为NMOS晶体管结构一部分的寄生元件。
[0040] 初级开关和同步整流器都由各自的控制电路驱动，控制开关的接通和断开操作。确切地说，耦合初级端控制器30，驱动初级开关Q1的栅极端，耦合次级端控制器40，驱动同步整流器Q2的栅极端。根据反激变换器10所需的控制体系，可以用不同的方式制造初级端控制器30和次级端控制器40。换言之，反激变换器10是功率阶段，不同的控制体系可用于控制反激变换器功率阶段。在实际运行中，初级开关的切换同步到同步整流器的切换。在大多数配置中，初级端控制器可以是主控制器，次级端控制器是从属控制器，或者次级端控制器是主控制器，初级端控制器是从属控制器。主控制器通常配置成PWM控制器。可用于反激变换器10的控制体系的示例包括电压模式控制、峰值电流模式控制和输入电压前馈控制。每个控制体系都使用不同的反馈信号，控制稳定的输出电压，提供负载调制。反激变换器10中控制体系的特殊配置，对于本发明的实现并不重要。本领域的技术人员应明确强迫式ZVS时序控制可用于任何控制体系，在初级开关处启动零电压开关，以消除开关损耗。在本说明中，提出了初级端控制器和次级端控制器。在其他实施例中，初级端控制器和初级端控制器可以制成一个单独的控制器或控制电路，产生控制信号，用于初级开关和同步整流器开关。
[0041] 在本发明的实施例中，反激变换器功率阶段在初级端控制器中配置了固定的接通时间(COT)控制体系，次级端作为主控制器。次级端控制器为PWM控制器，用于调制输出电压VOUT。在COT控制体系下，初级开关接通一段固定的接通时间。然后，初级开关的断开时间不固定，而是由传感到输出电压的次级端控制器控制。在COT控制体系下，反激变换器可以在非连续模式下运行，带有可变切换频率。次级端控制器根据本发明配置了强迫式ZVS时序控制，接通同步整流器很短的时间，在初级开关处放电漏极电压，当检测到正次级电流冲程时，断开同步整流器。在一些实施例中，初级端控制器配置了自动同步，初级控制器检测初级端的电流信号，表示同步整流器断开，使用检测到的电流信号，接通初级开关，启动下一个开关周期。
[0042] 在本发明的实施例中，通过监控流经同步整流器Q2的次级电流，次级端控制器40配置了强迫式ZVS时序控制。利用不同的电流传感技术，产生表示流经同步整流器Q2电流的电流传感信号VCS_sec，可以传感次级电流。例如，在节点15处，可以传感次级电流。例如，利用串联电阻或通过次级绕组上的辅助绕组，可以传感次级绕组电流。耦合正电流检测电路45，接收电流传感信号VCS_sec，检测次级电流波纹上的正电流冲程，作为触发器，断开同步整流器Q2，这将在下文中详细介绍。
[0043] 反激变换器10的常用工作方式将参照图6所示的时序图介绍。参见图6，可以使用上述不同的控制体系，控制反激变换器10。无论使用哪种控制体系，初级开关SW和同步整流器SR都在运行过程中互为补充，一个开关接通时，另一个开关断开(曲线102)。初级开关SW和同步整流器SR的传导周期不重叠。当初级开关SW接通时，变压器TR的初级绕组连接到输入电压VIN，初级电流Ipri(曲线104)随着变压器中的磁通量增大，而线性增大。能量储存在变压器TR中。此时，次级绕组中产生的电压VSEC与初级绕组具有相反的极性，导致同步整流器SR的体二极管D2反向偏置。没有次级电流Isec(曲线106)流动，储存在输出电容器COUT上的电荷提供负载20。随着初级开关SW接通，初级开关SW的漏极至源极电压VDS(SW)(曲线108)，在节点14处，处于或在零伏附近。同时，同步整流器SR(节点15)的次级电压VSEC(曲线110)，也是同步整流器的漏极至源极电压VDS(SR)，驱动至正电压，为输入电压VIN的比例。
[0044] 初级开关的接通时间过后，初级开关断开，同步整流器在非重叠时间后接通。当初级开关断开时，初级电流Ipri降低，磁通量减少。次级绕组上的电压反向，使得次级电压在同名端具有正极性，或在同步整流器(节点15)的漏极处具有负极性，从而使同步整流器SR的体二极管D2正向偏置。因此，流经次级绕组的电流作为次级电流Isec。次级电流Isec增大到峰值电流值。非重叠时间后，同步整流器SR接通，传导次级电流Isec，帮助存储的能量从变压器核心转移到输出电容器COUT。输出电容器COUT再次充电，并供给负载20。输出电容器COUT上的电荷维持输出电压VOUT(节点16)。当初级开关SW断开时，初级开关SW(节点14)的漏极至源极电压VDS(SW)摆动至高电压值。在一些示例中，电压箝位电路(例如有源箝位电路25)用于嵌制初级开关处的漏极电压至最大的可允许电压值，以保护初级开关。
[0045] 反激变换器中配置的控制体系包括一个反馈控制回路，监控输出电压VOUT。所用的控制体系控制同步整流器的接通时间或初级开关的断开时间，以便在不同的负载情况下，将输出电压保持在所需的电压值。在规定的时间内，反激变换器的初级端或次级端控制器通过断开同步整流器并接通初级开关，启动下一个开关周期。重复上述操作过程。
[0046] 在上述说明中，反激变换器在DCM模式下运行，次级电流在开关周期内达到零电流值。在其他实施例中，反激变换器可以在临界电流模式下或临界传导模式下(CRI)运行。在临界电流模式下，根据次级电流Isec降至零电流值，同步整流器导通时间停止，如图6中的曲线106点划线所示。在实际运行中，检测到次级电流Isec的零交叉，利用Isec零交叉检测，终止同步整流器接通时间。本发明所述的强迫式ZVS时序控制可用于反激变换器配置非连续传导模式或临界传导模式，这将在下文中详细介绍。
[0047] 在每个开关周期开始时，当初级开关接通，初级开关处的漏极电压处于高电压值。当带有高漏极电压的初级开关接通，反激变换器受到不必要的功率损耗。因此，反激变换器中配置的零电压开关(ZVS)，导致在零漏极电压下开关瞬变，实现高效率。在本领域中还可使用不同的体系实现TVS。图6表示在反激变换器10中配置ZVS的结果。确切地说，当配置ZVS时，在初级开关SW接通前，初级开关SW(节点108)的漏极至源极电压VDS(SW)降至零伏，如图6中的点划圆所示。在这种情况下，可以避免开关瞬变时初级开关处的功率损耗。
[0048] 在本发明的实施例中，通过检测次级电流的正电流冲程作为同步整流器关断触发器，反激变换器10配置强迫式零电压开关(ZVS)时序控制。图7为时序图，表示在本发明的实施例中，带有正电流同步整流器关断触发器的强迫式ZVS时序控制中反激变换器的信号波形。参见图7，反激变换器10在非连续传导模式(DCM)下运行，初级开关接通一段指定的接通时间TON，断开一段指定的断开时间TOFF。在DCM模式下，可以配置固定频率的操作。开关频率可以固定到一段固定的开关时间TSW。可以利用不同的控制体系控制反激变换器10，以维持输出电压和负载调制。无论使用哪种控制体系，初级开关SW和同步整流器SR都可以配置成一个开关接通，同时另一个开关断开(曲线102)。初级开关SW和同步整流器SR的传导周期不重叠。
[0049] 开关周期(T1)启动时，初级开关SW接通一段接通时间TON。初级开关Ipri建立(曲线104)，能量储存在变压器TR中。同时，没有次级电流Isec流动(曲线106)，储存在输出电容器COUT上的电荷供给负载20。初级开关SW的漏极至源极电压VDS(SW)(曲线108)，在节点14处，处于或在零伏附近。同时，同步整流器SR(节点15)的次级电压VSEC(曲线110)，也是同步整流器的漏极至源极电压VDS(SR)，驱动至与输入电压VIN成比例的电压。
[0050] 初级开关的接通周期TON过后(T2)，初级开关SW断开，一段非重叠时间(T2至T3)之后，同步整流器接通。当初级开关断开时，初级电流Ipri减小，磁通量下降。次级绕组上的电压反向，使得次级电压Vsec在点端具有正极性，或在同步整流器(节点15)的漏极处具有负极性。电压Vsec的负极性导致同步整流器SR的体二极管D2成为正向偏置，流经次级绕组的电流作为次级电流Isec。次级电流Isec增大到峰值电流值。在非重叠时间(T3)快结束时，同步整流器SR接通，传导次级电流Isec，帮助存储的能量从变压器核心转移到输出电容器COUT。输出电容器COUT再次充电，并供给负载20。输出电容器COUT上的电荷维持输出电压VOUT(节点16)。当初级开关SW断开时，初级开关SW(节点14)的漏极至源极电压VDS(SW)摆动至高电压值，电压箝位电路嵌制高电压值，以保护初级开关SW。
[0051] 反激变换器中配置的控制体系包括一个反馈控制回路，监控输出电压VOUT。所用的控制体系控制同步整流器的接通时间或初级开关的断开时间，以便在不同的负载情况下，将输出电压保持在所需的电压值。在规定的时间内，反激变换器的初级端或次级端控制器通过断开同步整流器并接通初级开关，启动下一个开关周期。确切地说，在DCM运行模式下，在开关周期TSW结束之前，次级电流Isec降至零(T4)。同步整流器SR断开(T4)，反激变换器10在初级开关SW和同步整流器SR断开时(T4至T5)运行。在这期间，初级开关的漏极电压VDS(SW)波动，同步整流器开关的次级电压VSEC或漏极电压VDS(SR)也波动。
[0052] 在本发明的实施例中，配置强迫式ZVS时序控制在开关周期快结束时再次接通同步整流器SR。反激变换器在固定频率DCM下运行，每个开关周期的末尾都是确定性的，可以配置强迫式ZVS时序控制，在每个开关周期结束之前，插入同步整流器简短的接通时间。因此，在T5时，强迫式ZVS时序控制运行，再次接通同步整流器SR一个很短的时间(T5-T6)。同步整流器再次接通(“第二接通时间”)，在次级电流中引入负电流波纹。次级电流中的负电流波纹导致谐振能量建立在变压器TR中，利用该能量向下驱动初级开关上的漏极电压。
[0053] 确切地说，当同步整流器再次接通第二接通时间，次级电流达到零电流值时，由于同步整流器和初级开关上的寄生电容，使得次级电流Isec上形成带有电流波纹的负电流。参见图5，初级开关Q1上的寄生电容Coss1和同步整流器开关Q2上的寄生电容Coss2并联。寄生电容Coss1和Coss2的并联(Coss1||Coss2)导致次级电流Isec上形成负电流波纹，如图7中的曲线106所示。
[0054] 当同步整流器SR在第二接通时间内接通时，次级电流Isec变为负，负能量储存在次级绕组上。变压器上储存的负能量转移到初级绕组，导致电流在初级开关中流动，从而驱动初级开关的漏极至源极电压达到零电压。在一些示例中，引入的电流流经初级开关的寄生体二极管，在初级开关处放电总电容，从而将漏极电压将为零伏。
[0055] 在强迫式ZVS时序控制中，保持同步整流器SR接通的时间决定了ZVS所需的能量。然而，没有必要保持同步整流器SR的二次接通时间过长，否则会限制反激变换器的开关频率。传统的ZVS方法检测初级开关漏极电压，当初级开关漏极电压等于或低于零电压时，断开同步整流器SR。然而，这种方法通常需要使用高电压元件，传感初级开关漏极电压，因此该配置通常成本很高，且不实用。
[0056] 在本发明所述的强迫式ZVS时序控制下，次级电流上产生的负电流波纹运行谐振，直到谐振电流波纹建立在正电流冲程内为止。更确切地说，当同步整流器SR在T5时间接通时，次级电流Isec驱动至负电流值，由虚线圆112表示。负电流值产生的变压器中的能量用于将初级开关的漏极电压VDS(SW)降至零电压。同时，寄生电容Coss1和Coss2产生次级电流Isec谐振，在次级电流上产生电流波纹或震动。电流波纹或震动的幅度非常大，使得次级电流谐振回到正电流值，如图中虚线圆114所示。在本发明所述的强迫式ZVS时序控制下，检测到次级电流的正电流冲程，用于触发同步整流器SR断开。同步整流器SR断开之后，剩余的次级电流将由同步整流器的体二极管传导。
[0057] 更确切地说，本发明所述的强迫式ZVS时序在开关周期快结束时，持续接通同步整流器第二接通时间。由于初级开关和同步整流器开关的寄生电容Coss1和Coss2，导致次级电流谐振。次级电流建立带有电流波纹的负电流。次级电流上的电流波纹包括负电流冲程和正电流冲程。利用负电流冲程，提供能量驱动初级开关漏极电压到零，用于零电压开关。正电流冲程用作触发器，断开同步整流器。同步整流器断开后，控制电路等待断开时间TOFF过后，接通初级开关，启动下一个开关周期，初级开关的漏极至源极电压处于零伏。重复上述操作过程。
[0058] 在本发明所述的强迫式ZVS时序控制中，同步整流器的第二接通时间不固定，第二接通时间由次级电流上的电流波纹决定，次级电流上的正电流冲程用作触发器，断开同步整流器。本发明所述的强迫式时序控制的配置方式，无需高电压元件即可传感初级开关处的漏极电压。反之，次级端控制器传感次级电流，检测正电流冲程，触发同步整流器的第二接通时间结束。在一些实施例中，如图5所示，反激变换器10包括一个电流传感电路，传感次级电流(图中没有表示出)，以及一个正电流检测电路45，用于在第二接通时间内，产生一个表示正电流冲程检测的信号。正电流检测电路45所产生的检测信号可用于次级端控制器40，产生控制信号VGS2，断开同步整流器。在一些实施例中，正电流检测电路45可以配置成一个比较器，比较表示传感次级电流的信号与检测正电流值的参考信号。例如，传感次级电流可以转换成电压值VCS_sec，与参考电压相比较，检测正电流值。
[0059] 图7表示为固定频率非连续传导模式下运行的反激变换器配置强迫式ZVS时序控制。如上所述，强迫式ZVS时序控制可以配置在反激变换器中，反激变换器在可变频临界传导模式下运行。在临界传导模式下，同步整流器断开时间由次级电流的零交叉检测决定。当检测到次级电流交叉零电流值点时，次级端控制器将产生控制信号，断开同步整流器。然而，当配置了强迫式ZVS时序控制时，同步整流器在次级电流的零电流交叉处并不断开，而是延长一个很短的时间。延长的接通时间与DCM模式下上述第二接通时间的方式一样，带有电流波纹的负电流建立在次级电流上，次级电流上的正电流冲程用作触发器，断开同步整流器。在本说明中，临界传导模式下延迟到接通时间以及非连续传导模式下第二接通时间，称为相同的时间，在该时刻，当次级电流达到零电流值时，同步整流器接通。
[0060] 在上述实施例中，配置强迫式ZVS时序控制，用于初级开关的接通瞬变，也就是说当初级开关接通时，实现初级开关处的零电压开关。在其他实施例中，可以配置零电压开关，在初级开关处实现零电压开关，用于初级开关的断开瞬变，也就是说当初级开关断开时。在本发明的实施例中，反激变换器可以配有零电压开关，用于初级开关接通瞬变，以及零电压开关用于初级开关断开瞬变。图8(a)至8(c)表示在本发明的可选实施例中，用于初级开关的反激变换器配置强迫式零电压开关(ZVS)时序控制的示意图。图8(a)-8(c)中除了需要额外的电容器元件配置用于初级开关断开瞬变的ZVS之外，反激变换器50a-c的配置方式与图5所示的反激变换器10相同。确切地说，反激变换器50a-c是利用上述强迫式ZVS时序控制，以实现初级快滚蛋零电压开关，用于初级开关的接通瞬变。图5和8(a)-(c)中的类似元件将给出参考数字，将不再赘述。首先参见图8(a)，配置零电压开关，用于反激变换器50a中初级开关Q1的断开瞬变，电容器C11与初级开关Q1并联耦合。也就是说，连接在节点14(开关Q1的漏极)和18(地)之间。当初级开关Q1接通时，初级开关的漏极至源极电压Vds处于零电压。当初级开关Q1断开时，电容器C11防止漏极至源极电压Vds不会立即变化。电容器C11在断开时间内保持漏极至源极Vds处于零电压，使得初级开关Q1在漏极至源极电压Vds变化之前断开。在这种情况下，实现了初级开关处的零电压开关断开。
[0061] 参见图8(b)，在其他实施例中，反激变换器50b配有缓冲哺乳期Csnb，耦合在变压器TR的初级端，为初级开关Q1的断开瞬变配置零电压开关。也就是说，电容器Csnb连接在节点12(输入电压Vin)和节点14(初级开关的漏极端)之间。这样一来的话，缓冲电容器Csnb用作无损电压尖峰吸收器，箝位变压器TR的漏电感产生的电压。另外，电容器Csnb的作用是确保初级开关Q1处在接通和断开瞬变时都有零电压开关。在初级开关接通瞬变时，初级开关接通之前，电容器Csnb中储存的能量再次循环到输入电压节点中。在初级开关断开瞬变时，电容器Csnb的运行方式与图8(a)中的电容器C11相同，防止初级开关漏极端(节点14)处的电压切换过快，从而确保初级开关断开瞬变时的零电压开关。
[0062] 最后，在上述实施例中，反激变换器50包括电容器C11或电容器Csnb。在其他实施例中，反激变换器可以使用电容器C11和电容器Csnb一起配置。参见图8(c)，反激变换器50c是使用电容器C11和电容器Csnb一起制成的。电容器C11和Csnb的运行方式与上述内容相同，以确保至少在初级开关Q1断开瞬变时的零电压开关。
[0063] 在图8(a)至8(c)所示的实施例中，配置反激变换器50a-c是使用初级开关瞬变时零电压开关的强迫式ZVS时序控制体系，以及初级开关断开瞬变时零电压开关的电容器C11或Csnb(或两者都有)。在本发明的其他实施例中，配置反激变换器可以使用初级开关接通瞬变的其他任意零电压开关体系，以及用于初级开关断开瞬变的零电压开关的电容器C11或Csnb(或两者都有)。图9表示在本发明的实施例中，用于初级开关断开瞬变的零电压开关(ZVS)的反激变换器的示意图。参见图9，反激变换器60的配置方式与图8(a)-8(c)所示的反激变换器50a-c的方式相同，但是没有正电流检测电路，用于配置上述初级开关接通瞬变的强迫式ZVS时序控制体系。反之，反激变换器60可以使用目前已知或正要研发的任意其他的零电压开关体系配置，以实现初级开关接通瞬变的零电压开关。例如，反激变换器60可以配置上述Zhang论文中提到的变频(VF)ZVS DCM体系，以实现初级开关接通瞬变的零电压开关。
[0064] 同时，制成的反激变换器60带有电容器C11，与初级开关Q1耦合并联。电容器C11在断开瞬变时将漏极至源极电压Vds保持在零电压，允许在漏极至源极电压Vds变化之前，断开初级开关Q1。在这种情况下，实现了初级开关处的ZVS断开。在本实施例中，反激变换器60还具有缓冲的电容器Csnb，耦合在变压器TR的初级端。电容器Csnb的作用是确保初级开关Q1在接通和断开瞬变时的零电压开关。在初级开关接通瞬变时，在初级开关接通之前，电容器Csnb中储存的能量循环到输入电压节点中。在初级开关断开瞬变时，电容器Csnb的运行方式与电容器C11的方式相同，防止初级开关漏极端(节点14)处的电压切换过快，从而确保初级开关断开瞬变处的零电压开关。
[0065] 在图9中，反激变换器60包括的电容器C11和Csnb。在本发明的其他实施例中，反激变换器60可以仅使用电容器C11或仅使用电容器Csnb制成，以实现至少对初级开关的断开瞬变，在初级开关处的零电压开关。图9所示的使用电容器C11和电容器Csnb仅用于解释说明，不用于局限。
[0066] 如上所述，带有初级开关和同步整流器的反激变换器，在一个开关周期内交替接通和断开。控制器产生时间信号，同步初级开关和同步整流器的切换。例如，当同步整流器断开时，初级端控制器必须接到通知，从而接通初级开关。在传统的反激变换器中，使用光电耦合器或隔离变压器控制时间信号。然而，这些电路元件非常昂贵，而且占用大量的电路区域。
[0067] 在本发明的实施例中，反激变换器实现了自动同步方法用于控制时间信号。在强迫式ZVS运行中，同步整流器接通一段第二接通时间，然后断开。当同步整流器在第二接通时间断开时，次级电流转移到初级变压器绕组，使得初级电流自由跨过初级开关Q1的体二极管D1。本发明所述的自动同步方法传感初级电流，在启动同步整流器的第二接通时间之后，检测续流电流。在启动同步整流器的第二接通时间之后，检测续流电流时，自动同步方法产生一个电流传感信号，表示同步整流器断开。初级端控制器可以将电流传感信号用作控制时间信号，为下一个开关周期接通初级开关。在一些实施例中，通过传感特定阈值以上的电流值，传感续流电流。
[0068] 在本发明的可选实施例中，反激变换器在变压器的初级端，配置输出电压传感。确切地说，在强迫式ZVS运行中，同步整流器接通一段第二接通时间，然后断开。当同步整流器在第二接通时间接通时，初级变压器上的电压闭锁输出电压Vout。因此，初级端控制器可以在同步整流器的第二接通时间内对变压器初级绕组上的电压进行采样，作为输出电压的指示，并且利用采样的电压值，控制初级开关的工作周期。本发明所述的输出电压传感方法对于电压模式控制极其有用，可以在反激变换器输出端保持稳定的输出电压。
[0069] 图10表示在本发明的实施例中，带有正电流同步整流器关断触发器的强迫式ZVS时间控制方法的流程图。强迫式ZVS方法可以配置在反激变换器中，例如图5和8所示的反激变换器10和50。参见图10，强迫式ZVS方法200通过接通初级开关(202)，启动开关周期。方法200在接通时间TON(204)之后，断开初级开关。方法200在非重叠间隙时间(206)之后，接通同步整流器。方法200传感次级电流，根据次级电流达到零电流值，方法200断开同步整流器(208)。方法200继续监控输出电压，反激变换器在非连续传导模式(210)下运行。方法传感输出电压VOUT，以确定何时输出电压VOUT小于参考电压VREF(212)。当输出电压VOUT等于或小于参考电压VREF时，方法200接通同步整流器第二接通时间，并继续监控次级电流(214)。当次级电流具有正电流值(216)时，方法200进行检测。根据次级电流具有正电流值，方法200断开同步整流器(218)。方法200等待初级开关(220)的断开时间结束，下一个开关周期重复，方法200在202处重复，接通初级开关。
[0070] 图11表示在本发明的一个可选实施例中，带有正电流同步整流器关断触发器的强迫式ZVS时间控制方法的流程图。确切地说，图11表示在本发明的实施例中，在强迫式ZVS时间控制方法中使用自动同步方法。参见图11，强迫式ZVS方法250通过接通初级开关(252)，启动开关周期。方法250在接通时间TON(254)之后断开初级开关。方法250在非重叠间隙时间(256)之后，接通同步整流器。方法250传感次级电流，根据次级电流达到零电流值，方法250断开同步整流器(258)。方法250继续监控输出电压，反激变换器在非连续传导模式下(260)运行。该方法传感输出电压VOUT，以确定当输出电压VOUT小于参考电压VREF时，方法250接通同步整流器第二接通时间，并继续监控次级电流(264)。当次级电流具有正电流值(266)时，方法250进行检测。根据次级电流具有正电流值，方法250断开同步整流器(268)。方法250传感初级电流，检测初级电流值高于指定的阈值，表示同步整流器已经断开(270)。根据传感的初级电流高于指定的阈值，方法250在252处重复，为下一个开关周期接通初级开关。
[0071] 图12表示在本发明的一个可选实施例中，带有正电流同步整流器关断触发器的强迫式ZVS时间控制方法的流程图。强迫式ZVS方法可以在反激变换器中配置，例如图5和8所示的反激变换器10和50。参见图12，强迫式ZVS方法300通过接通初级开关(302)，启动开关周期。方法300在接通时间TON(304)之后，断开初级开关。方法300在非重叠间隙时间(306)之后，接通同步整流器。方法300检测次级电流达到零电流值，反激变换器在临界传导模式(308)下运行。方法300保持同步整流器接通第二接通时间，并继续监控次级电流(310)。当次级电流具有正电流值(312)时，方法300进行检测。根据次级电流具有正电流值，方法300断开同步整流器(314)。方法300传感初级电流，检测初级电流值高于指定的阈值，表示同步整流器断开(316)。根据传感的初级电流高于指定的阈值，方法300在302处重复，为下一个开关周期接通初级开关。
[0072] 在图12所示的实施例中配置了自动同步。在其他实施例中，强迫式ZVS时间控制方法可用于临界传导模式下的反激变换器，无需使用自动同步方法。
[0073] 虽然为了表述清楚，以上内容对实施例进行了详细介绍，但是本发明并不局限于上述细节。实施本发明还有许多可选方案。文中的实施例仅用于解释说明，不用于局限。
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