技术领域
[0001] 本
发明涉及一种直流/直流转换器，特别是一种具有脉冲省略模式的直流/直流转换器。
背景技术
[0002] 当今的许多
电子系统都需要能够在更高系统
电压下工作的电源，例子包括为
汽车、工业和通信设备设计的系统，其操作输入电压可以是12V、24V或48V，并且可以在很大范围内变化且具有传输尖峰，因此可能容易对设备造成损坏。
[0003] 汽车电子设备由汽车
电池供电，汽车电池经历瞬态负载，如冷
曲柄和负载突降，范围可以从5V到40V以上。此外，启动-停止等技术在某些情况下会使瞬态范围降至3V。这需要电池外电
力集成
电路(off-battery power IC)以承受恶劣条件并可靠地为整个辆车提供电力。
[0004] 在先进的驾驶员辅助系统中使用的一些电子设备(例如汽车摄像机)正在快速增长。为了支援汽车摄像头的运行，典型的汽车摄像头电源解决方案包括：同轴电源
滤波器网络、中-输入电压降压直流-直流转换器(mid-VIN step-down DC-DC converter)和低-输入电压电源管理集成电路(low-VIN PMIC)，通常用于高效成像器及其伴随的串行器的
电源电压。为了满足小尺寸易于安装以及图像
传感器的低热
波动解决方案的要求，整合一个多输出降压直流-直流转换器(buck DC-DC converter)作为一个电源管理集成电路(power management IC；PMIC)适用于此应用。多个并联直流-直流
降压转换器最常用于产生多个
输出电压或
电流。传统多输出降压转换器使用由两级功率转换组成，图1显示传统多输出降压转换器。由于直流-直流降压转换器的固有特性，它可以通过分布电压/电流位准实现高功率效率。但是，这种拓扑需要四个电感(L1，L21，L22和L23)用于三个输出(VOUT1，VOUT2和VOUT3)，因此会产生更大的形状因子(form factor)，不利于电子器件微型化。
[0005] 单电感器多输出(SIMO)架构通过将功能集成到需要多个分立组件的较小器件中，为需要良好热性能的微型器件提供了更好的解决方案。如图2中所示。单电感器多输出(SIMO)降压转换器可以支持多个输出级(VOUT1，VOUT2和VOUT3)，同时仅使用一个电感(L1)，其转换效率为一级效率，如果必要的话利用低压差稳压器(low dropout regulator；LDO)可以降低更大的输出电压纹波。单电感器多输出(SIMO)降压转换器与传统的两级多输出转换器相比具有许多优点，例如它们具有体积小、重量轻以及显著的整体成本节省的优点。此外，低压差稳压器(LDO)的压差电压可以分别设置为足够低(例如50mV～100mV)以优化功率效率，并且其最终总功率效率于许多应用条件下可以与图1中的传统两级配置竞争。
[0006] 单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的概念的出现是为了克服传统转换器的缺点，例如，其需要多个电感器和
控制器，复杂且具有高成本。单电感器多输出(SIMO)拓扑结构能够同时产生独立控制的降压、升压和降压-升压输出。于是，一种用于减少单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器中的交叉调节(cross regulation)的控制方案被开发。
[0007] 由于单电感器多输出(SIMO)转换器可以在仅使用一个电感器的情况下支持多个输出，因此它可以最大限度地减少组件数量，从而降低生产成本。显然可以大大减小印刷
电路板的面积，从而使设备小型化。然而，由于耦合输出，单电感器多输出(SIMO)转换器的交叉调节(cross regulation)容易遭受系统动态不
稳定性的影响。对于每个输出独立调节的多输出转换器，如果一个输出受到其他输出变化的影响，则会发生瞬态交叉调节。因此，在单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器设计中需要最小化交叉调节(cross regulation)，同时改善功率输送品质和负载驱
动能力也是重要的。例如，由于需要提高电源管理集成电路(PMIC)的功率效率，作为关键器件的单电感器多输出(SIMO)转换器也应在各种负载条件下运行，例如重负载条件下的连续电流模式(CCM)、轻负载条件下的不连续电流模式(DCM)、以及极端轻载或空载条件下的条件和脉冲省略模式。为了实现这些目标，具有新颖控制方案的单电感器多输出(SIMO)架构仍然是迫切需要的。
发明内容
[0008] 基于上述理由，本发明提出一种具有脉冲省略模式的直流/直流转换器，其包括耦合到第一输入
开关和第二输入开关的电感器用于存储来自电源的
能量，其中第一输入开关耦合到输入电源
节点，第二输入开关是耦合到接地点，第一和第二开关控制通过电感器的电流；复数个输出开关耦合到共接电感器节点和相应的输出电源节点，每个输出电源节点具有从输入电源节点接收的输入电压转换的电压；一个
飞轮开关，耦合在共接电感器节点和地之间；控制电路接收感测的电感器电流和指示输出电压与其对应的参考电压之间的误差
信号的多个反馈信号，该控制电路被配置为通过激活输入开关之一并通过顺序激活输出开关中的一个来控制电感器的时序和充电电流；其中第一输入开关和第一输出开关由控制电路中的
振荡器触发，用于执行恒定
频率操作；其中，第一输入开关的
控制信号响应于复数个反馈信号和感测的电感电流，第二输入开关的控制信号是一个与第一输入开关控制信号非重迭的信号；其中，所述复数个输出开关，每个输出开关响应其对应的输出电压、参考电压和感应的电感电流；其中，所述复数个输出开关依次导通，最后一个输出开关在所有其他输出开关依次导通后具有剩余时间周期。
[0009] 根据本发明的一个较佳
实施例，如果输出电源节点之一在轻负载时进入脉冲省略模式，则跳过相应输出开关的控制信号，并且在剩余时间段内接通飞轮开关(freewheel switch)。
[0010] 根据本发明的一个较佳实施例，电感器电流在新的时钟周期之前时，输出电源节点的相应输出开关跳过进入脉冲省略模式的
相位处被放电到零电流。
[0011] 根据本发明的一个较佳实施例，复数个输出开关根据其对应的输出电源节点顺序地接通，具有从最
低电压到最高电压的顺序。
附图说明
[0012] 本发明的组件，特征和优点可以通过
说明书中所概述的较佳实施例的详细描述和附图来理解：
[0013] 图1显示根据
现有技术的传统的两级多输出降压转换器。
[0014] 图2显示根据现有技术的具有低压差稳压器(LDOs)的单电感器多输出(SIMO)转换器。
[0015] 图3a显示本发明实施中单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的电路。
[0016] 图3b显示本发明实施中单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的充电控制信号时序图。
[0017] 图3c显示本发明实施中在最后切换阶段具有脉冲省略操作的负载瞬态情况下单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的充电控制信号时序图。
[0018] 图4a-图4b显示本发明实施中的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的背对背开关配置示意图。
[0019] 图5a显示本发明另一个实施例中的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的背靠背开关配置示意图。
[0020] 图5b显示本发明实施例中的动态体偏置(DBB)电路图。
[0021] 图6a显示本发明实施例中单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的死区时间控制的时序图。
[0022] 图6b显示本发明实施例中的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的背对背开关配置示意图。
[0023] 主要组件符号说明：
[0024] 300单电感器多输出直流-直流转换器电路
[0025] 300a单电感器多输出直流-直流转换器控制信号时序图
[0026] 301控制电路
[0027] 303能量分配单元 307震荡器 610时间段
[0028] 620a时间段 620时间段 622a时间段
[0029] 622时间段 624a时间段 624时间段
[0030] 626a时间段 626时间段 628a时间段
[0031] 628时间段 630a时间段 630时间段
具体实施方式
[0032] 现在将更详细地描述本发明的一些较佳实施例。然而，应该认识到，提供本发明的较佳实施例是为了说明而不是限制本发明。另外，除了明确描述的那些实施例之外，本发明还可以在广泛的其他实施例中实施，除非在所附
权利要求中
指定，否则本发明的范围不受明确限制。
[0033] 如前所述，单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器设计中需要最小化交叉调节，同时提高功率输送
质量和负载驱动能力也非常需要。为了提高单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的性能，本发明提出了一种具有脉冲省略模式和死区时间开关控制的单电感器多输出直流-直流转换器。
[0034] 图3a显示了根据本发明所提出的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的电路。可以为多个输出VO1、VO2、......、VOK供电的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器300，其包括电感器L、多个误差
放大器(EAs)EA1、EA2、......、EAK设置在反馈回路中、一个控制电路301和多个开关SP、SN、SF、S1、S2、......、SK。多个误差放大器(EAs)分别配置于多个输出(VO1、VO2、......、VOK)的反馈回路中，以检测它们的电压位准，并且每个误差放大器(EA)都具有输入参考电压位准(VR1、VR2、.......或VRK)相应地单独控制它们的误差。误差放大器(EA)通常是，但不限于一个运算
跨导放大器(operational transconductance amplifier；OTA)。类似于直流-直流降压转换器，高侧(第一)输入开关SP，低侧(第二)输入开关SN和电感器L控制从输入电源VIN获取的能量并将能量存储在电感器中。在单电感器多输出(SIMO)转换器中，K个附加输出开关S1、S2、......、SK被配置为适当地将能量分配给K个输出VO1、VO2、......、VOK。除了在单电感器多输出(SIMO)转换器的基本拓扑结构中所需的输入开关SP、SN和输出开关S1、S2、......、SK之外，图3A中的辅助飞轮开关(freewheel switch)SF被额外配置，用以通过引入额外的能量恢复持续时间来进行脉冲省略模式操作。
[0035] 在本发明的一个实施例中，电感器L的一个
端子LX1通过第一输入开关SP耦合到输入电源VIN并且通过第二输入开关SN耦合到接地点，输出开关S1、S2、...、SK耦合到共接电感器节点LX2和相应的输出电源节点，用于将能量分配给输出VO1、VO2、......、VOK。飞轮开关SF耦合到共接电感器节点LX2和接地点。控制电路301，其包含能量分配单元303，用于测量所有输出所需的能量，以确保与每个输出处的基准电压相比没有电压误差、能量产生单元305从输入提取能量以确保在所有输出端无总电压误差、以及用于产生恒定频率PWM闸级控制信号的振荡器307，用于控制所有开关的接通/断开周期。占空比信号必须被产生以分别控制输入开关SP、SN、飞轮开关SF和输出开关S1、S2、......、SK，以用于每个输出的电压调节。
[0036] 图3b显示了根据本发明实施例中的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器充电控制讯号的时序图300a。在循环开始时，开关SP接通，通过逐个接通开关S1至SK对每个输出充电，亦即所有输出顺序地共享电感器的磁能。在一个周期中，充电过程包括对电感器电流进行充电和放电，开关S1至SK一次一个地接通，以递增的顺序对相应的输出充电，其中输出电压具有大小顺序VOK≥VOK-1≥....≥VO2≥VO1。全范围电流感测电路(未显示)用于为控制电路301中的能量分配单元303提供感测电流。同时，由电流传感器产生的电流输入到能量产生单元305中。能量产生单元305通过反馈回路测量所有输出处的总电压误差，以为电感器L提供合适的能量。能量分配单元303产生用于开关S1、S2至SK的控制信号、以及包含输出信道所需能量信息的信号VO1、VO2至VOK。控制电路301接收指示输出供电节点上的输出电压的反馈信号，控制电路控制输出开关以响应于反馈信号调节输出电压。
[0037] 在操作中，开关SP和S1由振荡器307触发以进行恒定频率操作。电压信号SP、SN、SF和S1、S2、......、SK分别表示开关SP、SN、SF、S1、S2、......、SK的控制信号(占空比信号)。开关控制信号SP响应于误差放大器EA1-EAK和电感器电流IL，开关控制信号SN是与SP非重迭的信号。开关控制信号S1响应输出电压VO1、参考电压VR1和电感器电流IL，开关控制信号S2响应
输出信号VO2、参考电压VR2和电感器电流IL，......，开关控制信号SK-1响应输出电压VOK-1、参考电压VRK-1和电感器电流IL。信号SK是在开关S1至SK-1顺序接通之后的剩余时间段。
[0038] 如果输出信号VOK在轻负载时进入脉冲省略模式(pulse skipping mode；PSM)，则跳过开关SK的控制信号SK，并且开关SF在剩余时间段内导通。另外，在负载瞬态情况下，如图3c所示，电感器电流IL可以在新的时钟周期之前在SK阶段被放电到零电流，即进入不连续电流模式(DCM)。
[0039] 在没有全关断时间(dead time)的情况下，同时打开S1到SK中的任何两个输出开关会导致能量从一个输出
泄漏到另一个输出。这会降低调节性能和效率。因此，任何两个开关之间的全关断时间是必要的，以避免冗余的能量传递。
[0040] 参考图3a中所显示的电路。在图3a中，仅集中在开关配置部分上。输入开关器件SN(可以是同步
整流器)可以在节点LX1和地之间连接，以在开关SP断开时传导电感器L的电流。以这种方式，SP和SN的切换动作基本上互补。为了防止SP和SN之间的交叉传导，当SP和SN都关闭时，可能发生相对短的全关断时间间隔。与
二极管相比，开关SP和SN可以以任何合适的方式实现，例如金属
氧化物
半导体(MOS)晶体管。如果使用MOS晶体管来实现SP和SN，则内部反并联(anti-parallel)
体二极管可以在该全关断时间间隔内为电感器L电流提供导通。如果开关器件SP和SN不具有内部反并联体二极管，则可以与每个开关器件并联地添加外部二极管，其中二极管
阳极可以各自连接到较低电压节点。
[0041] 开关S1、S2、......、SK的切换动作也可以是基本上互补的。在一些应用中，如果输出电压VOK大于VOK-1上的输出电压，则开关装置SK可以由传统的
整流二极管代替，传统的整流二极管具有阳极连接节点LX2和连接到输出VOK的
阴极。如果使用MOS晶体管实现开关SK和SK-1，则SK的内部体二极管的阳极可以连接到节点LX2，并且SK-1(SK)的内部体二极管的阴极可以连接到节点LX2(VOK)。
[0042] 参考图4a，其显示除了连接到最高输出电压电轨的开关外的所有输出开关的背靠背开关配置(SK-1A，SK-1B，......，S2A，S2B，S1A，S1B)。图4b显示出由N型MOSFET实现背对背开关的实施例。显然，这些开关也可以通过P型MOSFET实现。因此，连接到最高输出电压VOK的开关SK被配置为具有体二极管(body diode)，其阳极连接到节点LX2，阴极连接到
输出节点VOK；开关S1，S2，......，SK-1被配置，节点LX2处的电压高于或低于VO1，VO2，......，VOK-1情况下输出开关的任何体二极管都不能接通。
[0043] 在其他实施例中，如图5所示。图4a和图4b中所示的背对背开关配置(SK，SK-1A、SK-1B、......、S2A、S2B、S1A、S1B)可以用LX2和VOx之间的动态体开关(dynamic body switch)代替，其中VOx可以是VO1、VO2、....、VOK。图5a显示根据本发明一个实施例中具有动态体偏置(dynamic body bias；DBB)电路的开关配置，在每个输出开关S1、S2......或SK中，其主体增加了动态体偏置(DBB)电路。该动态体偏置(DBB)电路在图5b中被揭露，当晶体管截止时晶体管的主体接地。这允许晶体管阻止正向和反向电压。当晶体管导通时，主体连接到源极，这里是LX2，以确保低
阈值电压，并保证低导通
电阻。连接到地或LX2之间的的体二极管开关控制讯号(例如SxB或SxB)应该是不重迭的，以防止从LX2到地的直通电流。
[0044] 前面提到的具有背靠背开关或态体偏置(DBB)配置的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器也可以在以下情况下运行：
[0045] (a)如果输出电压VOk在轻负载时进入脉冲省略模式(PSM)，则输出开关Sk-1被配置为具有体二极管，其阳极连接到节点LX2并且其阴极连接到VOk-1。输出开关S1，S2，......，Sk-2被配置，使得节点LX2处的电压都高于或低于输出电压VO1，VO2，....，VOk-2情況下输出开关的任何体二极管都不能导通。
[0046] (b)如果VOk、VOk-1、......和VOk-m都在轻载时进入脉冲省略模式(PSM)，则输出开关Sk-m-1配置为具有体二极管，其阳极连接到节点LX2及其阴极连接到VOk-m-1。输出开关S1、S2、......、Sk-m-2以这样的方式配置，使得节点LX2处的电压都高于或低于输出电压VO1、VO2、....、VOk-m-2情況下输出开关的任何体二极管都不能导通。
[0047] 由于同步整流适用于高效率和适当的输出电压控制，因此应控制全关断时间以确保在开关瞬态期间电源开关的导通状态之间适当的非重迭。为了执行全关断时间开关控制，背对背或动态体二极管开关配置在图6b中显示作为一个例子。在时间段610中，仅接通飞轮开关SF，电感器L接地，因此节点LX2(例如，共接电感器节点)处的电压为零。在时间间隔620a期间，输入开关Sp和输出开关S1B接通，并且续流开关SF断开，而所有其他开关保持断开，因为输出开关S1A的体二极管
正向偏置并且电感器电流可以对输出节点VO1充电节点LX2的电压为VO1+VD，VD为输出开关S1A的体二极管电压。在经过时间间隔620a之后，在下一个时间间隔620中，输出开关S1B和S1A都接通，节点LX2处的电压是VO1。类似地，在时间段622a中，输出开关S2B接通，开关S2A在此短时间内保持断开，所有其他输出开关断开，节点LX2处的电压为VO2+VD，其中VD是开关S2A的体二极管电压。在随后的时间段622中，输出开关S2B和S2A都接通，输入开关Sp保持接通的时间比时间段622短，然后关闭，节点LX2的电压为VO2。在时间段624a中，输出开关S2B和S2A断开，并且所有其他输出开关断开，节点LX2处的电压为VO3+VD，其中VD是体二极管电压开关S3A。在时间段624中，输出开关S3A接通，节点LX2处的电压为VO3。在时间段626a期间，输出开关S3A断开，输入开关Sp再次接通，输出开关S1B重新接通，节点LX2的电压为VO3+VD。在下一时间段626中，具有DBB开关配置的SIMO的操作与在时间段620中描述的操作相同，节点LX2处的电压是VO1。在时间段628a中，单电感器多输出(SIMO)转换器的操作与时间段622a中描述的操作相同，节点LX2处的电压是VO2+VD。在时间段628中，单电感器多输出(SIMO)转换器的操作与时间段622中描述的操作相同，节点LX2处的电压是VO2。在时间段630a期间，单电感器多输出(SIMO)转换器的操作与时间段624a中描述的操作相同，节点LX2处的电压是VO3+VD。在时间段630中，飞轮开关SF接通并且所有其余开关断开，节点LX2接地，因此节点LX2处的电压为零。在该时间段之后，单电感器多输出(SIMO)转换器的操作再次重复，即重复当单电感器多输出(SIMO)转换器从时间段620a开始时的操作。
[0048] 输入开关和单个电感器L可以控制从输入电压VIN流到共接电感器节点LX2的电流。从共接电感器节点LX2，跨越相应电容器的任何输出节点(例如，VO3、VO2和VO1)可以使用输出开关(例如，S3A、S3B、S2A、S2B、S1A和S1B)接收电感器电流。在此特定例子中，输出电压排列为VO3≥VO2≥VO1。
[0049] 图6a描绘了根据图6b中提出的动态体偏置(DBB)开关配置的单电感器多输出(SIMO)直流-直流转换器的全关断时间控制的时序图。
[0050] 单电感器多输出(SIMO)转换器的背靠背或动态体偏置(DBB)开关配置可以通过在全关断时间控制方案中，防止不同输出之间于充电过程中产生输出电压直通，来减少功率损耗。
[0051] 总结，本发明中提出的单电感器多输出(SIMO)转换器具有能在大负载范围内操作、最小化死区时间损失和减少交叉调节的优点。
[0052] 如本领域技术人员可以理解的，本发明的前述较佳实施例是用以说明本发明而非限制本发明。其中已经结合较佳实施例描述了本发明，将对本领域技术人员提出
修改。因此，本发明不限于该实施例所描述的技术内容，而是本发明旨在
覆盖包括在所附权利要求的精神和范围内的各种修改和类似布置，其范围应该被赋予最宽的解释，由此涵盖所有这些修改和类似的结构。其上虽然已经说明和描述了本发明的优选实施例，但应该理解，可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种改变。
