兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制方法及所用
控制装置
技术领域
[0001] 本
发明属于控制领域，具体涉及一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制方法。
背景技术
[0002] 由于各国的照明应用的标准，如美国的
能源之星，对照明应用有功率因数PF的要求，要求PF>0.7或PF>0.9；当然这是对应没有进入可控硅调光器调光时，在额定输入交流
电压条件下进行测试的要求指标；也就是说兼容可控硅调光器的照明电源需要具有两种应用场合的工作性能，即：在没有可控硅调光器应用场合，呈现高功率因数、高效率和无频闪特性；而在可控硅调光器应用场合，呈现良好的兼容性、高效率和无频闪特性。
[0003] 可控硅调光系统方案是在市电交流电源与
光驱动电源之间串入可控硅调光器构成。这样市电交流电源经这可控硅调光器提供给光驱动电源，可控硅调光器不仅仅是提供输入功率还提供调光信息，这十分有利于简化整个调光系统，这是为什么可控硅调光方案流行于市场的原因。
[0004] 由于可控硅调光器的特点，对可控硅调光系统提出一些要求，只有当这些要求满足时，可控硅调光系统才能正常工作。反之，可控硅调光系统不能正常工作。可控硅调光器是由双向可控硅和对应触发
电路构成。双向可控硅能正常工作除有对应的触发
信号外，流过双向可控硅的
电流要大于其对应的维持电流。如果流过双向可控硅的电流小于其对应的维持电流，这双向可控硅将断续直至重加触发信号再导通。
[0005] 线性可控硅调光方案由于低成本，简单而受广泛青睐，但目前的线性可控硅调光存在可控硅调光器的兼容性，输出有频闪，在高功率因数要求下效率低等等问题，故需要对
现有技术做进一步改进。
[0006] 要使得线性可控硅调光方案输出没有频闪，特别在可控硅调光时，由于可控硅不导通而没有输入
能量。这需要一储能元件先把这发光负载(如LED)所需的能量在可控硅导通时储存起来；通常储能元件是
电解电容。这样发光负载(如LED)经一电流源与这电解电容并联。电流源的电流是由发光负载(如LED)的额定电流决定的。显然储能元件电解电容所需储存的最低能量对应的功率是由发光负载(如LED)和电流源支路电压及支路电流的功率决定的。
[0007] 储能元件电解电容所需储存的能量是由其上电压VC及电容值C决定的。对应的储能
波动ΔW是由电解电容上电压最大值VCMAX和最小值VCMIN决定。要使得发光负载(如LED)在设定的电流工作，要求储能元件电解电容所需储存的能量对应的电压大于VCMIN。电解电容值C与额定输出LED负载电流的关系如下表达式：
[0008] ΔW＝C×(VCMAX-VCMIN)
[0009] C＝Io/2×f/(VCMAX-VCMIN)
[0010] 其中Io是额定输出LED电流、f是市电
频率。
[0011] 对线性驱动方案，由于LED负载是与LED驱动电流源相
串联再与储能元件电解电容C并联，要使得系统效率高，通常是设法使得输出发光负载(如LED)电压尽可能高一些，对120V系统而言其峰值电压是170V，对应的额定LED负载电压可以达到130V；对220V系统而言其峰值电压是310V，对应的额定LED负载电压可以达到260V。也就是说，对应LED负载电压是接近对应市电输入电压的峰值。再具体地说，使得储能电解电容的最小值电压VCMIN控制略高于130V和260V分别对应120V和220V市电输入。这样额定LED负载加对应的LED驱动电流源Io有足够的电压正常工作。而保证LED负载输出光无频闪。但是如何保证这储能元件电解电容C的电压能够充电到VCMAX，这是一个问题。在目前市场上已有的方案中，是设法使得输入交流电流瞬时值大于可控硅调光器的维持电流，这样可控硅调光器一直处于导通状态；当输入交流电压大于这储能元件电解电容C的电压时，输入交流电压经可控硅调光器向这储能元件电解电容C充电直至电解电容C的电压能够充电到VCMAX。这输入交流电流瞬时值必须多大才能保证可控硅调光器一直处于导通状态？由于不同的可控硅调光器对应的维持电流是不同的，所以无法给出确定的答案；也就是说，要求在可控硅调光器应用场合，呈现良好的兼容性、高效率和无频闪特性，要求输入交流电流瞬时值一直大于可控硅调光器的维持电流是不可行的。这需要寻找其他方法来保证输入交流电压经可控硅调光器向这储能元件电解电容C充电直至电解电容C的电压能够充电到VCMAX。
[0012] 线性可控硅调光方案由于低成本，简单而受广泛青睐，但目前的线性可控硅调光存在可控硅调光器的兼容性，输出有频闪，在高功率因数要求下效率低，以及增加储能元件电解电容来解决频闪问题，如何保证电解电容能充电到对应的储能电压等等问题，故需要对现有技术做进一步改进。
发明内容
[0013] 本发明要解决的技术问题是提供一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制方法及所用装置。
[0014] 为了解决上述技术问题，本发明提供一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制装置：
[0015] 包括功能模
块M1，Q1功率MOSFET，
电阻R1和R2串联构成外部对地分压网络；
[0016] 全波
整流桥输出VREC分别与电阻R1和R2构成的外部对地分压网络、功能模块M1和隔离
二极管Dd正极相连；全波整流桥负极为系统的地；电阻R1和R2构成的外部对地分压网络输出DIM信号
波形给功能模块M1，功能模块M1根据DIM信号波形控制其内部入地压控电流源Is和内部入地压控电流源Io；隔离二极管D1负极与Q1功率MOSFET的漏极相联；Q1功率MOSFET的源极与储能元件正极相联；Q1功率MOSFET的栅极(栅极电位)受电阻Rc和功能模块M1控制；储能元件负极与全波整流桥负极和功能模块M1的地相联，输出发光负载电流(LED负载电流)经功能模块M1的内部入地压控电流源Io入地；功能模块M1的内部入地压控电流源Io两端电压经内部分压网络输出FB信号电压内部反馈到功能模块M1。
[0017] 注：市电Vin经过可控硅调光器TRIAC(或无可控硅调光器)到全波整流桥。
[0018] 作为本发明的兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制装置的改进：功能模块M1除了DIM和FB两个检测信号电压外，还有检测或重构的流过储能电容Cd的电流信号做为反馈信号。
[0019] 就图1而言，检测R3电阻上的电压，从而作为储能电容Cd的电流信号电压；
[0020] 就图2而言，FB信号电压重构储能电容Cd的电流信号电压。
[0021] 作为本发明的兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制装置的进一步改进：
[0022] 全波整流桥的VREC输出端分别与外部对地分压网络、功能模块M1以及隔离二极管D1正极相连；
[0023] Q1功率MOSFET的源极与储能元件正极、以及发光负载电流分别相联；Q1功率MOSFET的栅极分别与电阻Rc和功能模块M1相连(即，Q1功率MOSFET的栅极电位是受电阻Rc和功能模块M1控制)；Q1功率MOSFET的漏极与隔离二极管D1负极相联；
[0024] 外部对地分压网络(电阻R1和R2串联构成)的输出端与功能模块M1相连，从而实现外部对地分压网络输出DIM信号波形给功能模块M1，功能模块M1根据DIM信号波形控制其内部入地压控电流源Is和内部入地压控电流源Io；
[0025] 输出发光负载电流与功能模块M1相连(从而实现输出发光负载电流经功能模块M1内部入地压控电流源Io入地)；
[0026] 储能元件负极与全波整流桥的负极和功能模块M1的地分别相连；电阻R3的一端与功能模块M1相连、另一端入地(如图2)；或者，储能元件负极与功能模块M1以及电阻R3分别相连，全波整流桥的负极、功能模块M1的地、电阻R3分别相连(即，储能元件负极经电阻R3入地，如图1)；
[0027] 功能模块M1的内部设有内部分压网络，功能模块M1的内部入地压控电流源Io的两端电压经内部分压网络输出FB信号电压内部反馈到功能模块M1。
[0028] 作为本发明的兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制装置的进一步改进：
[0029] 功能模块M1包括控
制模块、MOSFET K1、MOSFET K2、MOSFET K3，还包括分压电阻R12与分压电阻R13串联形成的内部分压网络；
[0030]
控制模块与MOSFET K1的栅极相连(从而实现对MOSFET K1的控制形成发光负载电流Io，即，内部入地压控电流源Io)，MOSFET K1的漏极与发光负载相连，MOSFET K1的源极经电阻R11入地；内部入地压控电流源Io两端电压经内部分压网络输出FB信号电压反馈到控制模块；
[0031] 控制模块与MOSFET K2的栅极相连，MOSFET K2的漏极与Q1的栅极以及电阻Rc分别相连，MOSFET K2的源极入地(从而实现MOSFET K2控制Q1形成线性控制装置的输入电流)；
[0032] 控制模块与MOSFET K3的栅极相连(从而实现为MOSFET K3的控制形成内部入地压控电流源Is)，MOSFET K3的源极经电阻R14入地，MOSFET K3的漏极与全波整流桥的VREC端相连(即，与隔离二极管D1正极，以及与外部对地分压网络的端部相连)；
[0033] 控制模块接地；
[0034] 控制模块与外部对地分压网络(电阻R1和R2串联构成)的输出端相连(从而输入DIM信号)；
[0035] 内部分压网络(分压电阻R12与分压电阻R13串联形成)的输入端与发光负载(即，MOSFET K1的漏极)相连，内部分压网络的地端接地；内部分压网络的输出端与控制模块相连(从而
输出信号FB给控制模块)；
[0036] 控制模块分别与储能元件负极以及电阻R3相连(图1)，或者，控制模块与电阻R3连接后接地(对应图2)。
[0037] 作为本发明的兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制装置的进一步改进：所述发光负载为LED负载，所述储能元件为电解电容Cd。
[0038] 本发明还同时提供了一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制方法：
[0039] 功能模块M1根据DIM信号波形，判断是否进入可控硅调光器调光(即工作在非可控硅调光器工作模式还是可控硅调光模式，对应不同的工作模式，功能模块M1有不同操作功能)；
[0040] 功能模块M1根据检测信号DIM和FB以及检测或重构的流过储能电容Cd的电流反馈信号完成控制操作。
[0041] 兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制电路原理图如图1和2所示。
[0042] 图1和图2的差别是：图1用流过储能电容Cd的电流做为反馈信号与功能模块M1一起控制Q1功率MOSFET而产生对应的交流输入电流；图2用功能模块M1内部入地压控电流源Io的电压做为反馈信号与功能模块M1一起控制Q1功率MOSFET而产生对应的交流输入电流。两控制架构的控制原理是一样的，即控制流过储能电容Cd的电流。在图1中，直接检测流过储能电容Cd的电流信号与功能模块M1一起控制Q1功率MOSFET而产生对应的交流输入电流；
在图2中，由功能模块M1的内部入地压控电流源Io的电压波形间接检测流过储能电容Cd的电流信号，或者说重构流过储能电容Cd的电流信号，流过储能电容Cd的电流信号与功能模块M1一起控制Q1功率MOSFET而产生对应的交流输入电流。
[0043] 功能模块M1根据检测信号DIM和FB以及检测或重构的流过储能电容Cd的电流反馈信号完成一系列控制操作：
[0044] 其一是当FB信号大于内部参考电平Vref时，控制Q1功率MOSFET处于0电流状态，即处于断流状态，以保证储能元件电解电容Cd上电压不超过VCMAX；
[0045] 其二是根据DIM信号判断是否有可控硅调光器，判断规则例如为：突加内部入地压控电流源Is时，检测DIM信号是否突然下降，如为是为有可控硅调光器，反之，则无可控硅调光器。
[0046] 如果有可控硅调光器，控制内部入地压控电流源Is，使得Q1功率MOSFET处于可控硅调光器控制的输入电压最大值时，产生最大充电电流Ipeak状态，以保证储能元件电解电容Cd充电直至储能元件电解电容Cd的电压能够充电到VCMAX；
[0047] 其三是根据DIM信号判断在无可控硅调光器情况下，输入交流电压是否在额定输入交流电压范围内，如果是在额定输入交流电压范围内，控制Q1功率MOSFET，使得输入电流有效值与内部入地压控电流源Io(即，平均LED输出电流Io)成接近固定倍数β关系；例如，当输入电压有效值为220V时，对应的β为2.5；当输入电压有效值为240V时，对应的β为2.2。如果是在额定输入交流电压范围外，控制Q1功率MOSFET，使得Q1功率MOSFET处于最大充电电流Ipeak状态；
[0048] 其四是功能模块M1产生对应内部入地压控电流源Io，也就是LED负载电流；
[0049] 其五是在无可控硅调光器和在额定输入交流电压范围内条件下，根据反馈FB信号产生给定的固定脉宽来控制Q1功率MOSFET，使得输入电流有效值与内部入地压控电流源Io(即，平均LED输出电流Io)成接近固定倍数β关系；并且随着输入交流电压有效值变化，这固定倍数β关系的值对应变化。
[0050] 本发明兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制LED驱动电路在非可控硅调光器工作模式：
[0051] 要使得兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制LED驱动电源呈现高功率因数和高效率是可能的。但有一些约束条件；对应一额定输入交流电压有效值，额定交流输入电流Iin是一给定脉宽的脉冲电流，输入电流有效值与平均LED输出电流Io成接近固定倍数β关系；随着输入交流电压有效值变化，这固定倍数β关系的值对应变化。储能电解电容Cd值尽可能大以减小其电压纹波。这最高效率是在对应额定交流输入电压有效值使得储能电解电容Cd的谷值电压略高于额定LED负载电压时候才能达到，而且保证无频闪。如果这交流输入电压在这最佳额定交流输入电压对应的范围(如额定交流输入电压的10％)之外，对应的功率因数由于平均输入电流与平均LED输出电流Io不成固定倍数β关系而呈现低功率因数。显然如果这交流输入电压远低于这最佳额定交流输入电压对应的范围，这储能电解电容的谷值电压将低于额定LED负载电压，而使得流过LED电流有变化而产生频闪。
[0052] 总结得出如下几点来使得这兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制LED驱动电路达到高功率因数、高效率和无频闪：
[0053] 1.对应额定交流输入电压有效值范围内选择合适的额定LED负载电压。所述合适，即为输入电压有效值的1.2倍。
[0054] 2.额定交流输入电流Iin是一给定脉宽的脉冲电流，输入电流有效值与平均LED输出电流Io成接近固定倍数β关系；随着输入交流电压峰值变化，这固定倍数β关系的β值对应变化。例如，当输入电压有效值为220V时，对应的β为2.5；当输入电压有效值为240V时，对应的β为2.2。
[0055] 3.储能电解电容Cd值尽可能大，使其电压纹波小于额定LED负载电压的8％。
[0056] 本发明兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制LED驱动电路在可控硅调光器工作模式：
[0057] 对可控硅调光器而言，其输出导通
角是受对应
触发电路的可变时间常数决定。对应时间常数越低，可控硅调光器导通越快，即输出导通角越大；反之可控硅调光器导通越迟，即输出导通角越小。可控硅调光器是通过切相角的方法给调光信息，而这可控硅调光器导通时，可以提供足够多的能量给后续功率输出级；这样可控硅调光器提供了调光信息和所需要的输出能量。
[0058] 由可控硅调光器切相角的波形图可以看到，可控硅调光器有两段不同特点的切相角的波形图。其一是输出导通角小于90度；其二是输出导通角大于90度。输出导通角小于90度切相角的波形如图4所示。
[0059] 当输出导通角小于90度时，可控硅调光器导通瞬间对应的输入电压是这可控硅调光器输出最大值，图4，对应输入交流电压波形VP1的输出导通角小于90度的可控硅调光器输出波形VP2，整流桥
输出电压V2和储能元件电解电容上电压V3波形。
[0060] 当输出导通角小于90度时，可控硅调光器导通瞬间对应的输入电压是对应这可控硅调光器输出周期电压的最大值；也就是说，当输出导通角小于90度时，这可控硅调光器导通瞬间对应的输入电压所存储的能量是输入电压经可控硅调光器能提供的最大能量，因为过了这可控硅调光器导通瞬间，对应输入电压是单调下降。即储能元件电解电容所需储存的能量对应的电压VCMAX，当输出导通角小于90度时，这可控硅调光器导通瞬间对应的输入电压Vin(SCR_ON)>VCMAX，显然在这可控硅调光器导通瞬间把储能元件电解电容电压自低的VCMIN的值充到VCMAX，这输入电流是一脉冲电流。这脉冲电流的峰值时远大于30mA。
[0061] 输出导通角大于90度切相角的波形如图5所示，当输出导通角大于90度时，这可控硅调光器导通瞬间对应的输入电压是小于这可控硅调光器输出最大值，即，峰值电压。图5，对应输入交流电压波形VP1的输出导通角大于90度的可控硅调光器输出波形VP2，整流桥输出电压V2和储能元件电解电容上电压V3波形。
[0062] 也就是说，当输出导通角大于90度时，这可控硅调光器导通瞬间对应的输入电压是小于输入电压的峰值电压，也可能小于储能元件电解电容所需储存的能量对应的电压VCMIN；这可控硅调光器不能真正导通对储能元件电解电容提供足够能量，而不能使储能元件电解电容储存对应的电压VCMAX的能量。
[0063] 为了保证输出导通角大于90度时，这可控硅调光器能对储能元件电解电容提供能量，而能使储能元件电解电容储存对应的电压VCMAX的能量。本发明提出一种方法来保证输出导通角大于90度时，这可控硅调光器依然能对储能元件电解电容提供能量，使储能元件电解电容储存达到对应电压VCMAX的能量。
[0064] 由输入
正弦波形看，峰值电压是对应90角。当可控硅调光器在90度角或者峰值电压之前已导通，但由于对应的输入电压低于电解电容储存大于对应的电压VCMIN，可控硅调光器没有能真正导通。如果在对应峰值附近之前时刻，对这整流桥直流侧突拉一电流，由于可控硅调光器不导通，这整流桥直流侧突拉一电流就把整流桥交流侧电压放电为零，输入交流电压经这交流侧
短路的整流桥加到可控硅调光器两端，使得可控硅调光器的触发电路尽快产生触发脉冲，而使可控硅调光器再次导通，然后这整流桥直流侧突拉一电流就消失为零。这时可控硅调光器再次导通对应的输入电压接近输入电压峰值而高于电解电容储存对应的电压VCMIN。这可控硅调光器就能对储能元件电解电容提供能量，而能使储能元件电解电容储存达到对应的电压VCMAX的能量。因为可控硅调光器这次导通瞬间，对应输入电压将是单调下降。这样把储能元件电解电容所需储存的能量对应的电压自VCMIN值充到VCMAX，这输入电流也是一脉冲电流。这脉冲电流的峰值时远大于30mA。
[0065] 由上述方式来保证可控硅调光器在大于和小于90度导通角，可控硅调光器都能以其导通角内接近最高电压以设定的最大电流Ipeak对储能元件电解电容充电；并使其充电电压大于对应的电压VCMIN。随着电解电容充电，电解电容电压增加到VCMAX。
[0066] 为了使得储能元件电解电容Cd上电压纹波≤额定LED负载电压的20％，对储能元件电解电容Cd充电回路要增加控制能
力。具体来说，就是增加一可以控制设定最大电流Ipeak的Q1功率MOSFET以及电压检测回路来保证当这储能元件电解电容上电压达到控制
阀值VCMAX，这Q1功率MOSFET关断，这储能元件电解电容上电压最大值是由这Q1功率MOSFET控制，对应的电压自VCMIN值充到VCMAX的上升速率是由设定最大电流Ipeak控制。自然这设定最大电流Ipeak远大于30mA。
[0067] 综上所述，本发明能克服现有线性可控硅调光方案所存在的可控硅调光器的兼容性、高功率因数要求下效率低、输出有频闪这3个问题。
附图说明
[0068] 下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。
[0069] 图1为本发明一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制架构原理图；
[0070] A为非可控硅调光器模式，B为可控硅调光器TRIAC模式；
[0071] 图2本发明的另一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制架构原理图；
[0072] A为非可控硅调光器模式，B为可控硅调光器TRIAC模式；
[0073] 图3为功能模块M1的结构示意图；
[0074] A对应图1，B对应图2；
[0075] 图4为输出导通角小于90度时的波形图；
[0076] 图5为输出导通角大于90度时的波形图。
具体实施方式
[0077] 下面结合具体
实施例对本发明进行进一步描述，但本发明的保护范围并不仅限于此：
[0078] 实施例1、一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制装置，如图2所示：
[0079] 包括功能模块M1，Q1功率MOSFET，电阻R1和R2串联构成外部对地分压网络；全波整流桥的VREC输出端分别与外部对地分压网络、功能模块M1以及隔离二极管D1正极相连；Q1功率MOSFET的源极与储能元件电解电容Cd正极、以及LED负载电流分别相联；Q1功率MOSFET的栅极电位分别与电阻Rc和功能模块M1相连(即，Q1功率MOSFET的栅极电位是受电阻Rc和功能模块M1控制)；Q1功率MOSFET的漏极与隔离二极管D1负极相联。
[0080] 外部对地分压网络(电阻R1和R2串联构成)的输出端与功能模块M1相连，从而实现外部对地分压网络输出DIM信号波形给功能模块M1，功能模块M1根据DIM信号波形控制其内部入地压控电流源Is和内部入地压控电流源Io；
[0081] 输出LED负载电流与功能模块M1相连(从而实现输出LED负载电流经功能模块M1内部入地压控电流源Io入地)；
[0082] 储能元件电解电容Cd负极与全波整流桥的负极和功能模块M1的地分别相连；电阻R3的一端与功能模块M1相连、另一端入地；
[0083] 功能模块M1的内部设有内部分压网络，功能模块M1的内部入地压控电流源Io的两端电压经内部分压网络输出FB信号电压内部反馈到功能模块M1。
[0084] 功能模块M1具体如图3B所述；
[0085] 功能模块M1包括控制模块、MOSFET K1、MOSFET K2、MOSFET K3，分压电阻R12与分压电阻R13串联形成内部分压网络；
[0086] 控制模块与MOSFET K1的栅极相连(从而实现对MOSFET K1的控制形成LED负载电流Io，即，内部入地压控电流源Io)，MOSFET K1的漏极与LED负载相连，MOSFET K1的源极经电阻R11入地；内部入地压控电流源Io两端电压经内部分压网络输出FB信号电压反馈到控制模块；
[0087] 控制模块与MOSFET K2的栅极相连，MOSFET K2的漏极与Q1的栅极以及电阻Rc分别相连，MOSFET K2的源极入地；(从而实现MOSFET K2控制Q1形成线性控制装置的输入电流)；
[0088] 控制模块与MOSFET K3的栅极相连(从而实现为MOSFET K3的控制形成内部入地压控电流源Is)，MOSFET K3的源极经电阻R14入地，MOSFET K3的漏极与全波整流桥的VREC端相连(即，与隔离二极管D1正极，以及与外部对地分压网络的一端相连)；
[0089] 控制模块接地；
[0090] 控制模块与外部对地分压网络(电阻R1和R2串联构成)的输出端相连(从而输入DIM信号)；
[0091] 内部分压网络(分压电阻R12与分压电阻R13串联形成)的输入端与LED负载(即，MOSFET K1的漏极)相连，内部分压网络的地端接地；内部分压网络的输出端与控制模块相连(从而输出信号FB给控制模块)；
[0092] 控制模块与电阻R3连接后接地。
[0093] 在本发明，控制模块可按照如上所述的控制要求利用常规的模拟电路轻易再现。
[0094] 功能模块M1根据DIM信号波形，判断是否进入可控硅调光器调光，即工作在非可控硅调光器工作模式还是可控硅调光模式；对应不同的工作模式，功能模块M1有不同操作功能。
[0095] 其具体工作过程如下：
[0096] 模式一、可控硅调光器(可控硅调光器TRIAC的输出导通角大于90度)：
[0097] 1)、市电经可控硅调光器TRIAC输入到全波整流桥；全波整流桥输出电压VREC经R1和R2分压电阻网络得到DIM信号电压。DIM信号经功能模块M1根据VREC电压在功能模块M1内部产生对应的控制电流源Is，具体为：
[0098] 控制模块根据DIM信号寻找DIM信号最大值(即，输出导通角大于90度时，寻找的DIM信号最大值即为峰值)，控制MOSFET K3产生功能模块M1的内部入地压控电流源Is，使得可控硅调光器真正导通；控制模块控制MOSFET K2的漏极电流与电阻Rc一起控制Q1功率MOSFET的栅极电压，从而实现MOSFET K2控制Q1功率MOSFET形成线性控制装置的输入电流，即，经Q1功率MOSFET构成的电流源Ipeak对输出电容Cd充电。同时，内部入地压控电流源Is为0。
[0099] 控制模块根据DIM信号以及FB信号控制MOSFET K1形成LED负载电流Io，即，形成内部入地压控电流源Io。
[0100] 此时，可控硅调光器TRIAC的输出导通角大于90度，在VREC电压峰值之前(如1ms)产生一控制电流Is(内部入地压控电流源Is)，以使可控硅调光器TRIAC触发导通，然后控制电流Is消失为零，并在峰值电压附近时刻，经过隔离二极管D1，Q1功率MOSFET产生电流源Ipeak。注意此时Q1功率MOSFET构成的电流源Ipeak是用于限制最大充电电流，这电流源Ipeak与输出LED电流Io(内部入地压控电流源Io)没有任何相关性。随着输出电容Cd电压的增加，功能模块M1内部的FB信号电压在功能模块M1中与参考电平Vref进行比较，当FB大于参考电平Vref，功能模块M1动作，功能模块M1控制Q1功率MOSFET，使得Q1功率MOSFET关断，这储能元件输出电容Cd充电结束。储能元件输出电容Cd始终对LED负载提供电流。
[0101] 在进入可控硅调光器调光模式，设计功能模块M1，电阻Rc和Q1功率MOSFET构成的电流源Ipeak，使得对应流过可控硅调光器的电流几倍(至少为3倍)于可控硅调光器TRIAC的维持电流(市场统计平均值30mA)。这样可以保证本发明能很好的兼容市场上的可控硅调光器TRIAC。
[0102] 模式二、可控硅调光器(可控硅调光器TRIAC的输出导通角小于90度)：
[0103] 相对于模式一而言，内部入地压控电流源Is可有可无；
[0104] 此时，可控硅调光器TRIAC的输出导通角小于90度，功能模块M1产生或不产生这最大值电压附近的脉冲电流Is。当可控硅调光器TRIAC触发导通时，这可控硅调光器TRIAC经过隔离二极管D1，Q1功率MOSFET构成的电流源Ipeak对输出电容Cd充电。随着输出电容Cd电压的增加，功能模块M1内部的FB信号电压与参考电平Vref进行比较，当FB大于参考电平Vref，功能模块M1动作，功能模块M1控制Q1功率MOSFET，使得Q1功率MOSFET关断，储能元件输出电容Cd充电结束。储能元件输出电容Cd始终对LED负载提供电流。
[0105] 在进入可控硅调光器调光模式，设计功能模块M1，电阻Rc和Q1功率MOSFET构成的电流源Ipeak，使得对应流过可控硅调光器的电流几倍(至少为3倍)于可控硅调光器TRIAC的维持电流(市场统计平均值30mA)。这样可以保证本发明能很好的兼容市场上的可控硅调光器TRIAC。
[0106] 模式一和模式二对应的可控硅调光器工作总结如下：
[0107] 1.功能模块M1根据DIM信号波形判断，在这峰值电压之前附近产生脉冲电流Is。以使可控硅调光器TRIAC触发导通，然后这控制电流Is消失为零。
[0108] 2.功能模块M1控制对应的输出LED电流Io大小。
[0109] 3.功能模块M1将控制Q1功率MOSFET产生用于限制最大充电的电流Ipeak，这电流源Ipeak与输出LED电流Io没有任何相关性。
[0110] 4.功能模块M1将通过反馈电压FB监视储能电解电容Cd电压，如果储能电解电容Cd电压VCMAX的反馈电压FB超过对应Vref，功能模块M1控制Q1功率MOSFET将关断输入电流。
[0111] 模式三、非可控硅调光器工作模式：
[0112] 1、功能模块M1根据DIM信号波形判断，不需要在这峰值电压附近产生脉冲电流Is。
[0113] 2、功能模块M1将控制对应的输出LED电流Io大小。
[0114] 3、功能模块M1根据FB信号重构流过储能电容Cd的电流做为反馈信号，将与电阻Rc和Q1功率MOSFET产生输入有效电流与平均LED输出电流Io成接近固定倍数β关系。
[0115] 4、功能模块M1将通过反馈电压FB监视储能电解电容Cd电压，如果储能电解电容Cd电压VCMAX反馈电压FB超过对应Vref，功能模块M1控制Q1功率MOSFET将关断输入电流。
[0116] 在正常额定输入电压有效值输入工作状态时，由于输入有效电流与平均LED输出电流Io成基本固定倍数是不会发生VCMAX的反馈电压FB超过对应Vref的，这现象仅仅是当输入电压有效值增加导致输入电流的脉宽占空比远大于一固定占空比(如，大于0.4固定占空比)，而使储能电解电容Cd电压VCMAX的反馈电压FB超过对应Vref。
[0117] 5、功能模块M1根据DIM信号波形，判断当输入交流电压有效值在额定输入交流电压有效值变化范围内，比如说是10％额定输入交流电压范围内，功能模块M1将控制Q1功率MOSFET产生输入电流Iin(为一给定脉宽的脉冲电流)，输入电流Iin有效值与平均LED输出电流Io成基本固定倍数β；随着输入交流电压有效值变化，这固定倍数β关系的β值对应变化。而当输入交流电压有效值在额定输入交流电压有效值变化范围外，功能模块M1将控制Q1功率MOSFET产生用于限制最大充电的电流Ipeak，这电流源Ipeak与输出LED电流Io没有任何相关性。
[0118] 实施例2、一种兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制装置，如图1所示：
[0119] 该实施例2与实施例1的区别仅仅为以下内容：
[0120] 储能元件电解电容Cd负极与功能模块M1以及电阻R3分别相连，全波整流桥的负极、功能模块M1的地、电阻R3分别相连；即，储能元件电解电容Cd负极经电阻R3入地，如图1。
[0121] 具体而言，功能模块M1中的控制模块分别与储能元件电解电容Cd负极以及电阻R3相连(图3A)。
[0122] 电阻R3上的电压反应流过储能元件电解电容Cd的电流信号电压。
[0123] 模式一和模式二同实施例1。
[0124] 模式三、步骤3改成以下内容：
[0125] 功能模块M1根据电阻R3上的电压做为反馈信号，将与电阻Rc和Q1功率MOSFET产生输入有效电流与平均LED输出电流Io成接近固定倍数β关系。
[0126] 其余等同实施例1的模式三。
[0127] 综上所述，由于功能模块M1和Q1功率MOSFET的作用，本发明兼容可控硅调光器的高功率因数无频闪线性控制LED驱动电源允许一定范围输入电压波动，不太影响系统的效率和输出性能。当工作在非可控硅调光器工作模式时，输入电压波动会影响驱动电源的功率因数。
[0128] 最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多
变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。
