技术领域
[0001] 本
发明涉及空间矢量调制(SVM)。更具体地，本发明涉及一种改善型的SVM
算法，该算法可以结合矩阵
整流器、电流源整流器和电流源逆变器(inverter)一起使用。
背景技术
[0002] 图1示出了隔离的矩阵整流器，图2示出了电流源整流器，图3示出了电流源逆变器。图1至图3所示的
电路中的每一个可以结合在该部分中讨论的已知SVM算法使用，或结合根据本发明的优选
实施例的新型SVM方法使用，其中在下文优选实施例的具体实施方式中讨论了本发明的优选实施例。
[0003] 在图1中，“线侧”是指在变压器Tr的左手侧的电路部分，所述电路部分针对A、B、C相中的每一相与线
电压ua、ub、uc相连，且“负载侧”是指在变压器Tr的右手侧的电路部分，所述电路部分与
输出电压uo(即，负载)相连。在线侧，三相AC电流组合为单相AC电流，在负载侧，单相AC电流通过
二极管D1到D4整流，以提供DC电流。
[0004] 隔离的矩阵整流器包括：滤波电感器Lf和滤波电容器Cf，二者定义了减小总谐波失真(THD)的线侧
滤波器；双向
开关S1到S6，布置在桥结构中作为3相到1相矩阵转换器；变压器Tr，在线侧电路和负载侧电路之间提供高压隔离；四个二极管D1到D4，布置在桥结构中以便提供输出整流；输出电感器Lo和输出电容器Co，二者定义针对输出电压的滤波器。在这种隔离的矩阵整流器中使用双向开关来打开或关闭任一方向上的电流路径。如图1所示，双向开关包括两个并联的单向开关。
[0005] THD被定义为高次谐波
频率的RMS幅度与基频的RMS幅度的比值：
[0006]
[0007] 其中V1是基频的幅度，且Vk是高次谐波频率的幅度。由于谐波电流可能被回注入电
力系统，因此期望减小THD。
[0008] SVM是用于对双向开关S1到S6进行脉冲宽度调制(PWM)的算法。也就是说，SVM用于确定应何时接通和断开双向开关S1到S6。通过数字
信号(例如，1或0)来控制双向开关S1到S6。通常，1意味着接通开关，且0意味着断开开关。在PWM中，调制或改变用于控制将开关接通多长时间的接通信号的宽度。
[0009] 在已知的SVM中，主要假设在于DC电流是恒定的，这种假设要求负载侧电感器Lo理论上应是无穷大的且电力转换器应仅用在连续导通模式(CCM)操作下。当通过负载侧电感器Lo的电流总是大于零时，发生CCM。与CCM相反，当通过负载侧电感器Lo的电流可以等于零时，发生间断导通模式(DCM)。如图10E所示，使用具有DCM的已知SVM的问题是较大的THD。实际上不可能提供无穷大的负载侧电感器Lo。尽管有可能提供具有非常大的电感的负载侧电感器Lo，但是这样做需要提供大型电感器，这使得设计变得困难。假设电力转换器在包括轻负载条件的任何应用下都将仅用于CCM操作中是不实际的，在所述轻负载条件下，电力转换器可以处于DCM操作中。
[0010] 对于如图1所示的隔离的矩阵整流器，可以将开关函数Si定义为：
[0011]
[0012] 其中Si是第i个开关的开关函数。例如，如果S1＝1，则接通开关S1，且如果S1＝0，则断开开关S1。
[0013] 可以同时接通仅两个开关，以定义单个电流路径。例如，如果接通开关S1和S6，则通过变压器Tr在A相和B相之间定义单个电流路径。如果可以同时导通仅两个开关，其中一个开关在所述桥结构的上半部(S1、S3、S5)且另一开关在所述桥结构的下半部(S2、S4、S6)，则存在如表1和2列出的九个可能开关状态，其中包括六个活动开关状态和三个零开关状态。在表1中，线电流ia、ib、ic是A、B、C相中的电流，且线侧电流ip是通过变压器Tr的初级绕组的电流。在表2中，假设变压器
匝数比k为1，使得电感器电流iL等于线侧电流ip。
[0014] 表1：空间矢量、开关状态和相电流
[0015]
[0016] 表2：空间矢量、开关状态和相电流
[0017]
[0018] 可以由活动矢量和零矢量来表示活动和零开关状态。图4示出了具有六个活动矢量 和三个零矢量 的矢量图。活动矢量 形成具有六个相等扇区I-VI的正六边形，且零矢量 位于该六边形的中心处。
[0019] 可以按如下方式得到矢量和开关状态之间的关系。
[0020] 由于A、B、C三相是平衡的：
[0021] ia(t)+ib(t)+ic(t)＝0 (3)
[0022] 其中ia(t)、ib(t)和ic(t)是A相、B相和C相中的瞬时电流。通过使用式(3)，可以通过使用以下变换将
三相电流ia(t)、ib(t)和ic(t)变换为α-β平面中的两相电流：
[0023]
[0024] 其中iα(t)、iβ(t)是α相、β相中的瞬时电流。电流矢量I(t)可以在α-β平面中被表示为：
[0025]
[0026]
[0027] 其中j是虚数且ejx＝cos x+j sin x。然后，图4中的活动矢量表示为：
[0028]
[0029] 隔离的矩阵整流器的
控制器确定参考电流 并计算开关S1到S6的接通和断开时间以逼近参考电流 从而产生线侧电流ia和ib。优选地，参考电流 是具有固定频率和固定幅度的正弦曲线： 固定频率优选地与三相ia(t)、ib(t)和ic(t)中的每一个的固定频率相同，以减小不利反射。控制器确定参考电流 的幅度，以实现期望的输出电压uo。也就是说，控制器可以通过改变参考电流 的幅度来调节输出电压uo。
[0030] 参考电流 移动经过α-β平面。
角度θ被定义为α轴和参考电流 之间的角度。因此，随着角度θ改变，参考电流 扫描经过不同的扇区。
[0031] 可以通过使用活动矢量和零矢量的组合，来合成参考电流 合成意味着可以将参考电流 表示为活动矢量和零矢量的组合。活动矢量和零矢量是静态的，且不在α-β平面内移动，如图4所示。用于合成参考电流 的矢量根据参考电流 位于哪个扇区而改变。通过定义该扇区的活动矢量来选择活动矢量。通过确定两个活动矢量共同具有的接通开关并选择同样包括相同接通开关的零矢量，来针对每个扇区选择零矢量。使用零矢量允许调整线侧电流ip的幅度。
[0032] 例如，考虑电流参考 处于扇区I中的情况。活动矢量 和 定义扇区I。针对活动矢量 和 接通开关S1。零矢量 也使开关S1接通。因此，当参考电流 应于扇区I中时，活动矢量 和 以及零矢量 用于合成参考电流 这提供下式，其中方程的右手侧是在矢量 是幅度为零的零矢量的情况下得到的：
[0033]
[0034] 其中T1、T2和T0是针对相应活动开关的
停留时间，且Ts是
采样周期。
[0035] 停留时间是相应开关的接通时间。例如，T1是开关S1和S6针对活动矢量I1的接通时间。由于针对矢量 和 中的每一个接通开关S1，因此开关S1在整个采样周期Ts上是接通的。比值T1/Ts是开关S6在采样周期Ts期间的占空比。
[0036] 通常选择采样周期Ts，使得针对每个扇区将参考电流 合成多次。例如，可以针对每个扇区将参考电流 合成两次，使得针对每个周期将参考电流 合成12次，其中一个完整的周期是参考电流 通过扇区I-VI。
[0037] 可以通过使用安秒平衡原理来计算停留时间，即，参考电流 和采样周期Ts的乘积等于合成空间矢量的时间间隔乘以电流矢量的总和。假设采样周期Ts足够小，可以认为参考电流 在采样周期Ts期间是恒定的。可以通过两个相邻的活动矢量和零矢量来合成参考电流 例如，当如图5所示参考电流 在扇区I中时，可以通过矢量 和 来合成参考电流 因此，用以下方程来表示安秒平衡方程：
[0038]
[0039] TS＝T1+T2+T7 (10)
[0040] 其中T1、T2和T7是针对矢量 和 的停留时间，且Ts是采样时间。那么停留时间表示为：
[0041] T1＝mTssin(π/6-θ) (11)
[0042] T2＝mTssin(π/6+θ) (12)
[0043] T7＝TS-T1-T2 (13)其中
[0044]
[0045] θ是电流参考 和α轴之间的扇区角，如图5所示，k是变压器匝数比。
[0046] 然而，上述停留时间计算是基于电感器电流iL是恒定的假设的。如果电感器电流iL具有
波动，则基于这些方程的停留时间计算是不准确的。波动越大，误差将越大。因此，将增加线侧电流的THD。在实际应用中，负载侧电感并非是无穷大的，且电流波动一直存在。如图6A所示，如果负载侧电感较小，则电流波动过大而无法使用已知的SVM。如图6B所示，为了提供可接受的
波形并减小线侧THD，负载侧电感必须足够大以减小电流波动并尽可能接近理论值。
[0047] 还可以通过使用参考方程(9)-(14)所讨论的相同技术，将已知SVM应用于图2中的电流源整流器以及图3中的电流源逆变器。
[0048] 较大负载侧电感具有以下问题：例如，尺寸较大、重量过大且损耗较高。实际电感器中的电流波动还在使用传统SVM的调制信号中存在问题，包括增加的线侧THD。此外，当负载变化时DCM是不可避免的。在较轻的负载下，负载侧电感器Lo可能在DCM中，而无需假负载。
[0049] 在针对矩阵整流器、电流源整流器和电流源逆变器的已知SVM中，假设DC电流是恒定的，或假设电流波动是非常小的。因此，已知SVM至少包括以下问题：
[0050] 1)负载侧电感必须足够大以保持较小的电流波动。
[0051] 2)1)导致的结果是负载侧电感器尺寸必须较大。
[0052] 3)电流波动增加了线侧电流的THD。
[0053] 4)线侧电流的THD在轻负载下较高。
[0054] 5)仅可以将已知SVM用于CCM操作中。
发明内容
[0055] 为了克服上述问题，本发明的优选实施例提供了一种具有以下优点的改善型SVM：
[0056] 1)减小的负载侧电感。
[0057] 2)减小的负载侧电感器尺寸。
[0058] 3)即使在较大电流波动或轻负载条件下，仍减小线侧电流的THD。
[0059] 4)改善型SVM能够用于DCM和CCM模式二者。
[0060] 5)改善型SVM较简单，且能够被实时计算。
[0061] 本发明的优选实施例提供了一种转换器，包括：变压器，包括初级绕组和次级绕组；开关，与所述初级绕组相连；输出电感器，与所述次级绕组相连；以及控制器，与所述开关相连。控制器基于通过使用空间矢量调制利用参考电流 计算的停留时间来接通和断开开关，其中参考电流 的幅度随时间改变。
[0062] 本发明的另一优选实施例提供了一种对应的空间矢量调制方法。
[0063] 优选地，所述开关包括六个开关；所述空间矢量调制包括使用六个活动开关状态和三个零开关状态；通过六个活动开关状态将电流空间划分为六个扇区，使得θ＝0的矢量位于所述活动开关状态中的两个活动开关状态的中间；以及六个活动开关状态的幅度随着时间改变。
[0064] 优选地，控制器基于根据安秒平衡方程计算出的停留时间来接通和断开所述六个开关：
[0065]
[0066] 其中 θ是参考电流 和θ＝0的矢量之间的角度，TS是采样周期，是 的三个最近的相邻活动矢量，且Tα，Tβ，T0是 的停留时间。优选地，控制器在采样周期Ts期间基于矢量序列 来接通和断开六个开关。优选地，
控制器在采样周期Ts期间基于时间序列Tα/2，T0/4，Tβ/2，T0/4，Tβ/2，T0/4，Tα/2，T0/4来接通和断开六个开关。
[0067] 优选地，所述控制器通过使用下式计算停留时间：
[0068]
[0069]
[0070] T0＝TS-Tα-Tβ
[0071] 其中
[0072]
[0073] B＝4LoIL0-3uoTs/2
[0074] C＝8kLoIrefTs
[0075] u1α是取决于活动开关状态 的线间电压；u1β是取决于活动开关状态 的线间电压；k是变压器匝数比；uo是转换器的输出电压；θ是参考电流 和θ＝0的矢量之间的角度；Lo是输出电感器的电感；IL0是在采样周期Ts开始时通过电感器Lo的电流；Ts是采样周期；且Iref是矢量 的幅度。
[0076] 优选地，所述控制器通过使用下式计算停留时间：
[0077]
[0078]
[0079] 其中k是变压器匝数比；Lo是输出电感器的电感；Iref是矢量 的幅度；TS是采样周期；θ是参考电流 和θ＝0的矢量之间的角度；u1α是取决于活动开关状态 的线间电压；u1β是取决于活动开关状态 的线间电压；且uo是转换器的输出电压。
[0080] 优选地，所述转换器是矩阵整流器、电流源整流器和电流源逆变器之一。优选地，所述转换器在连续导通模式或间断导通模式下操作。
[0081] 根据以下参考
附图对本发明优选实施例的详细描述，将更清楚本发明的上述和其他特征、要素、特点、步骤和优点。
附图说明
[0082] 图1是隔离的矩阵整流器的电路图。
[0083] 图2是电流源整流器的电路图。
[0084] 图3是电流源逆变器的电路图。
[0085] 图4示出了电流空间矢量六边形。
[0086] 图5示出了通过利用已知SVM使用I1和I2来合成参考电流
[0087] 图6A和图6B示出了理想和实际的DC电流波形。
[0088] 图7示出了通过利用本发明优选实施例的SVM使用Iα和Iβ来合成参考电流[0089] 图8示出了图1所示的隔离的矩阵整流器的波形。
[0090] 图9A、图9C和图9E示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用已知SVM在CCM下的波形；且图9B、图9D和图9F示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用根据本发明的各种优选实施例的SVM在CCM下的对应波形。
[0091] 图10A、图10C和图10E示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用已知SVM在DCM下的波形；且图10B、图10D和图10F示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用根据本发明的各种优选实施例的SVM在DCM下的对应波形。
具体实施方式
[0092] 本发明的优选实施例改善了已知SVM。改善型SVM能够用于DCM和CCM操作，能够用于较小负载侧电感器，并减小线侧THD。
[0093] 与已知SVM相同，改善型SVM包括九个开关状态，包括如图4所示的六个活动开关状态和三个零开关状态，所述开关状态用于合成参考电流 如图7所示。然而，在改善型SVM中，尽管六个活动开关状态是静态的，然而将它们假设为随时间改变。也就是说，活动开关状态的幅度随着时间而改变，这在实际应用中是符合实际的。
[0094] 优选地，通过如图7所示的三个最近的矢量 来合成参考电流 且每个矢量的停留时间为Tα，Tβ，T0。这里，(α，β)表示每个扇区中的活动矢量对的下标，诸如，(1，2)或(2，3)或(3，4)或(5，6)或(6，1)。优选地，基于安秒平衡的原理，计算停留时间。由于电流波动，电感器电流不是恒定的，所以方程(9)的安秒平衡变为：
[0095]
[0096] 将方程(15)应用到图1所示的隔离的矩阵整流器，提供以下分析：在以下分析中进行以下假设：
[0097] 1)变压器Tr是理想的；以及
[0098] 2)在一个采样周期Ts内，相电压ua、ub、uc是恒定的。
[0099] 由于通过变压器提供隔离，因此矩阵转换器的输出电压u1(t)必须以较高频率在正负之间交替，以维持压秒平衡。因此，在每个采样周期Ts中的优选矢量序列被分为8个分段，即 且每个矢量的停留时间分别为Tα/2，T0/4，Tβ/2，T0/4，Tβ/2，T0/4，Tα/2，T0/4。然而，可以以不同方式组合活动矢量和零矢量的序列，且零矢量的停留时间不必被等同地划分。例如，矢量序列可以是六个分段，即 分别具有停留
时间Tα/2、Tβ/2、T0/2、Tα/2、Tβ/2、T0/2。仅将如下情况用作示例来示出可以如何计算停留时间以消除电流波动对负载侧的影响：存在八个分段，即 且每个矢
量的停留时间为Tα/2，T0/4，Tβ/2，T0/4，Tβ/2，T0/4，Tα/2，T0/4。图8示出了矩阵转换器输出电压u1(t)、电感器电流iL(t)、矩阵转换器输出电流ip(t)和相电流ia(t)的波形。在方程(16)中描述了时间t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8处的电感器电流iL(t)，其中t1和(t7-t6)＝Tα/2，(t3-t2)和(t5-t4)＝Tβ/2，，且零矢量的停留时间均为T0/4：
[0100]
[0101] 其中uLi是时间ti-1和ti之间的负载侧电感器的电压，且Lo是负载侧电感器Lo的电感。负载侧电感器电流的瞬时值表示为：
[0102]
[0103] 矩阵转换器的输出电流ip表示为：
[0104]
[0105] 其中k是变压器的匝数比，且符号函数g表示为：
[0106]
[0107] 通过使用方程(18)，活动矢量的方程(7)变为：
[0108]
[0109] 将方程(17)、(18)和(20)代入安秒平衡方程(15)，得到：
[0110]
[0111] 其中根据 应于哪个扇区中，(α，β)可以是(1，2)或(2，3)或(3，4)或(5，6)或(6，1)。例如，如果 位于扇区I中，则(α，β)将是(1，2)。
[0112] 将 代入方程(21)，可以在下面三种不同情况下计算停留时间：
[0113] 情况1：当电感Lo→∞或电感Lo较大使得可以忽略电流波动从而iL0＝iL2＝iL4＝iL6＝IL，那么停留时间与已知SVM相同。
[0114] Tα＝mTssin(π/6-θ) (22)
[0115] Tβ＝mTssin(π/6+θ) (23)
[0116] T0＝TS-Tα-Tβ (24)
[0117] 其中调制指数m表示为：
[0118]
[0119] 且θ是参考电流 和α轴之间的角度，如图7所示。
[0120] 在这种情况下，根据本发明的各种优选实施例的改善型SVM与已知SVM一致。
[0121] 情况2：当电感Lo非常小或负载非常轻时，负载侧可以处于DCM模式下。停留时间计算为：
[0122]
[0123]
[0124] T0＝TS-Tα-Tβ (28)
[0125] 其中k是变压器匝数比；Lo是负载侧电感器Lo的电感；Iref是矢量 的幅度并由控制器来确定；TS是采样周期；θ是参考电流 和α轴之间的角度，如图7所示；u1α由控制器来测量并与取决于开关状态的线间电压相对应；u1β由控制器来测量并与取决于开关状态的线间电压相对应；且uo由控制器测量的输出电压。线间电压u1α和u1β取决于开关状态。例如，在具有活动矢量 和 的扇区I中，线间电压u1α和u1β分别为uab和uac。
[0126] 情况3：当在CCM操作下且无法忽略电流波动时，将停留时间计算为：
[0127]
[0128]
[0129] T0＝TS-Tα-Tβ (31)
[0130] 其中
[0131]
[0132] B＝2nLoIL0-3uoTS/2 (33)
[0133] C＝2n2kLIrefTs (34)
[0134] 其中u1α由控制器来测量并与取决于开关状态的线间电压相对应；u1β由控制器来测量并与取决于开关状态的线间电压相对应；k是变压器匝数比；uo由控制器测量的输出电压；θ是参考电流 和α轴之间的角度，如图7所示；Lo是负载侧电感器Lo的电感；IL0是在采样周期TS开始时由控制器测量的通过电感器Lo的电流；TS是采样周期；且Iref是矢量 的幅度并由控制器来确定。在一个采样周期TS中，矢量Iα被分为n个等份。在该示例中，由于一个采样周期包括Iα和-Iα，因此n为2。如果n＝2，则B和C被表示为：
[0135] B＝4LoIL0-3uoTs/2 (35)
[0136] C＝8kLoIrefTs (36)
[0137] 图9A、图9C和图9E示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用已知SVM在CCM下的波形；且图9B、图9D和图9F示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用根据本发明的各种优选实施例的SVM在CCM下的对应波形。在图9A和图9B中，负载侧电感器电流是连续的，所以隔离的矩阵整流器在CCM下操作。图9C和图9D示出了时域的波形，且图9E和图9F示出了频域的波形。通过将这些附图进行比较，说明了根据本发明的各种优选实施例的改善型SVM提供了一种具有更好成形波形和较小THD的线侧电流。例如，测量到使用改善型SVM的THD为4.71％，且测量到使用已知SVM的THD为7.59％。
[0138] 图10A、图10C和图10E示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用已知SVM在DCM下的波形；且.图10B、图10D和图10F示出了图1所示的隔离的矩阵整流器使用根据本发明的各种优选实施例的SVM在DCM下的对应波形。在图10A和图10B中，负载侧电感器电流是间断的(即，电流等于零)，所以隔离的矩阵整流器在DCM下操作。图10C和图1OD示出了时域的波形，且图10E和图10F示出了频域的波形。通过将这些附图进行比较，说明了根据本发明的各种优选实施例的改善型SVM提供了一种具有更好成形波形和较小THD的线侧电流。例如，测量到使用改善型SVM的THD为6.81％，且测量到使用已知SVM的THD为17.4％。
[0139] 因此，根据本发明的各种优选实施例的改善型SVM能够用于在CCM和DCM操作下的图1的隔离的矩阵整流器。相较于已知SVM，通过改善型SVM明显地减小了线侧电流THD。改善型SVM适合于具有宽负载范围的紧凑且高效的设计。改善型SVM还可以应用于电流源转换器以便改善AC侧电流THD。
[0140] 在本发明的优选实施例中，为了计算停留时间，控制器测量变压器初级电流ip(或电感器电流iL)、线电压ua、ub、uc以及输出电压uo。控制器可以是任何适合的控制器，例如包括PI控制器、PID控制器等。所述控制器可以实现在编程用于提供上述功能的IC设备或
微处理器中。
[0141] 还可以将应用于图1的隔离的矩阵整流器的相同技术和原理应用于图2中的电流源整流器和图3中的电流源逆变器。这些技术和原理不限于图1至图3所示的设备，且可以应用于其他适合设备，例如包括非隔离的设备。
[0142] 应注意，以上描述仅是为了说明本发明。本领域技术人员在不脱离本发明的情况下可以设想各种替代和
修改。因此，本发明意欲包含落在所附
权利要求的范围内的所有这些替代、修改和变化。
